一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種電網(wǎng)鎖相方法，具體是一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法，屬 于電能質(zhì)量控制技術(shù)領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 可再生能源(風(fēng)力發(fā)電、光伏發(fā)電）大規(guī)模并網(wǎng)的地方，往往伴隨著并網(wǎng)逆變器、有 源濾波器的集中應(yīng)用，這些非線性電力負(fù)荷對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生較為突出的諧波污染，加之電網(wǎng)中 存在的三相不平衡、電壓閃變等異常情況，給作為并網(wǎng)電力電子裝置控制基準(zhǔn)的電網(wǎng)同步 信號(hào)的檢測(cè)帶來(lái)很大困難，從而影響可再生能源并網(wǎng)的電能質(zhì)量控制，會(huì)給電力系統(tǒng)穩(wěn)定 運(yùn)行帶來(lái)安全隱患，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)造成巨大的損失。
[0003] 鎖相環(huán)技術(shù)是檢測(cè)電網(wǎng)基波信號(hào)的頻率和相位以構(gòu)成電網(wǎng)同步信號(hào)的主要技術(shù)， 它可以從接收到的形變信號(hào)中準(zhǔn)確檢測(cè)到電網(wǎng)基波信號(hào)的頻率和相位信息，仿制與之同步 的時(shí)鐘信號(hào)，從而為電網(wǎng)提供準(zhǔn)確的時(shí)鐘源。
[0004] 傳統(tǒng)的硬件鎖相環(huán)在諧波、頻率突變、相位突變等電壓畸變以及三相電壓不平衡 情況下，很難保證相位的同步和精度;用軟件鎖相取代硬件鎖相，擺脫了復(fù)雜的硬件電路設(shè) 計(jì)，且修改參數(shù)簡(jiǎn)單方便，具有很好的擴(kuò)展性，在波形畸變、相位突變等條件下，都具有良好 的抗干擾能力，能以較快速度、較高精度實(shí)現(xiàn)鎖相。
[0005] 但是，現(xiàn)有技術(shù)中的軟件鎖相環(huán)都需要PI調(diào)節(jié)器，PI調(diào)節(jié)器適用于具有大慣性，大 滯后特性的被控對(duì)象如風(fēng)力發(fā)電，具有一定的局限性。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 本發(fā)明目的在于提供一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法，該電網(wǎng)鎖相方法適用 于各種并網(wǎng)逆變器的電網(wǎng)相位檢測(cè)，不需要PI調(diào)節(jié)器。
[0007] 為實(shí)現(xiàn)上述目的，一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法，通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)側(cè)任意一 相的頻率，并將其作為參考信號(hào)，電網(wǎng)側(cè)任意兩相經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到dq軸分量，并選擇合 適的低通陷波器濾除高次諧波分量，最終通過(guò)鎖相控制算法計(jì)算出電網(wǎng)側(cè)相位大?。痪唧w 步驟如下：
[0008] 步驟1:選取A相為參考相，提取A相電網(wǎng)電壓的準(zhǔn)確頻率，并產(chǎn)生參考信號(hào)cos(c〇 t)和sin( ω t);
[0009] 步驟2:將電網(wǎng)電壓va(t)用傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)表示，其表示為：
[0011] 式(1)中1是厶相基波電壓的幅值，α是A相基波電壓的初始相位角；
[0012] 步驟3:將參考電壓信號(hào)乘以式(1)，得到其余弦分量為：
[0016] 步驟4:采用一個(gè)四階低通陷波器(LPN)，并對(duì)Vc〇s(t)和VSin(t)進(jìn)行濾波處理，得到 基波的正弦分量為：
[0020]步驟5:對(duì)基波分量Vks(t)和VSin( t)的比值求反正切，得到基波電壓的初始相位 角，其表不為：
[0022] 步驟6:將ω t加上α，就得到了電網(wǎng)電壓的相位角Θ，其表示為：
[0023] θ = ω t+a (7)。
[0024] 本發(fā)明能夠根據(jù)選取的低通陷波器來(lái)調(diào)節(jié)鎖相環(huán)提取的相位，從而提高鎖相環(huán)跟 蹤性能并精確檢測(cè)電網(wǎng)相位的變化，在電網(wǎng)不平衡條件下的效果顯著。本發(fā)明不需要PI調(diào) 節(jié)器，適用于各種并網(wǎng)逆變器的電網(wǎng)相位檢測(cè)，具有檢測(cè)速度快、穩(wěn)定性好、算法簡(jiǎn)單等特 點(diǎn)。
【附圖說(shuō)明】
[0025]圖1為本發(fā)明原理圖；
[0026]圖2為本發(fā)明實(shí)施例效果圖。
【具體實(shí)施方式】
[0027]下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步說(shuō)明。
[0028] 如圖1所示，一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法，通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)側(cè)任意一相的頻 率，并將其作為參考信號(hào)，電網(wǎng)側(cè)任意兩相經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到dq軸分量，并選擇合適的低 通陷波器濾除高次諧波分量，最終通過(guò)鎖相控制算法計(jì)算出電網(wǎng)側(cè)相位大小，具體包括以 下步驟：
[0029] 步驟1:選取A相為參考相，提取A相電網(wǎng)電壓的準(zhǔn)確頻率，并產(chǎn)生參考信號(hào)cos(co t)和sin( ω t);
[0030] 步驟2:將電網(wǎng)電壓va(t)用傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)表示，其表示為：
[0032]式(1)中^是六相基波電壓的幅值，α是A相基波電壓的初始相位角；
[0033]步驟3:將參考電壓信號(hào)乘以式（1)，
[0034]得到其余弦分量為：
[0036] 其正弦分量為：
[0038] 步驟4:采用一個(gè)四階低通陷波器(LPN)，并對(duì)VCcis(t)和VSin(t)進(jìn)行濾波處理，得到 基波的正弦分量為：
[0042]步驟5:對(duì)基波分量VCcis(t)和VSin( t)的比值求反正切，得到基波電壓的初始相位 角，其表不為：
[0044] 步驟6:將ω t加上α，就得到了電網(wǎng)電壓的相位角Θ，其表示為：
[0045] θ = ω t+α (7)〇
[0046] 上述方法需采用一個(gè)四階低通陷波器，其截止頻率的大小取決于電網(wǎng)電壓的頻 率；當(dāng)電網(wǎng)電壓的頻率為5〇Hz時(shí)，則低通陷波器的截止頻率取100Hz;四階低通陷波器的傳 遞函數(shù)可以表示為兩個(gè)二階級(jí)聯(lián)的形式，其表示為：
[0048]由（8)式可知，&^^2、1^、比、1^均為低通陷波器的系數(shù)，其系數(shù)的計(jì)算需要用到 離散系統(tǒng)的采樣時(shí)間，濾波器的截止頻率和品質(zhì)因數(shù)，低通陷波器系數(shù)如表1所示：
[0049]表1 LPN濾波器的系數(shù)
[0051 ] A為，，B為2TS ω 〇，C為A+B+4Q;TS是尚散系統(tǒng)的米樣時(shí)間，ω 〇是截止頻率，Q是 品質(zhì)因數(shù);設(shè)置采樣時(shí)間Ts為1/12500S，二階陷波器的截止頻率ω 〇為100Hz，品質(zhì)因數(shù)Q為 0.625,品質(zhì)因數(shù)的大小影響截止頻率處的幅頻特性，計(jì)算出低通陷波器的系數(shù)。
[0052] 以下是當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生變化時(shí)，采用上述方法進(jìn)行電網(wǎng)鎖相的一個(gè)具體實(shí)施例：
[0053] 陷波器的頻率是電網(wǎng)頻率與參考電壓信號(hào)的頻率之和，才能濾除電網(wǎng)電壓乘以參 考電壓信號(hào)產(chǎn)生的二倍頻諧波分量；
[0054] 實(shí)際電網(wǎng)電壓對(duì)頻率的要求很高，所以電網(wǎng)的頻率波動(dòng)很??；當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生改 變時(shí)，可以將參考信號(hào)的頻率設(shè)置為固定值，只改變陷波器的截止頻率；
[0055] 步驟1:選擇A相電網(wǎng)電壓，其表示為：
[0056] va(t) =Vm cos[ ( ω +Δ ω )t+a]+harmonics (9)
[0057] Vm為電網(wǎng)電壓基波的幅值，α為初始相位角，ω為電網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)角速度，Λω為波動(dòng)的 角速度；
[0058] 步驟2:設(shè)參考電壓信號(hào)為固定頻率，其表示為：
[0060] 步驟3:用Α相電網(wǎng)電壓乘以參考電壓信號(hào)，得到電網(wǎng)電壓的余弦分量為：
[0064]步驟4:采用一個(gè)四階低通陷波器(LPN)，陷波器的頻率設(shè)置成電網(wǎng)電壓頻率與參 考電壓信號(hào)頻率之和，對(duì)VCcis(t)和VSin(t)進(jìn)行濾波處理，得到電網(wǎng)基波的正弦分量和余弦 分量，其表不為：
[0067] 步驟5:對(duì)Vw(t)和VSin( t)的比值求反正切，得到式（15):
[0069]步驟6:將ω t加上α+Λ ω t，就得到了電網(wǎng)電壓的相位角Θ，其表達(dá)式為：
[0070] θ = ω t+ Α ω t+α
[0071] 如圖2所示，當(dāng)三相電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，該方法能夠快速的響應(yīng)，準(zhǔn)確的鎖出相位 角。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法，通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)側(cè)任意一相的頻率，并將其作 為參考信號(hào)，電網(wǎng)側(cè)任意兩相經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到dq軸分量，并選擇合適的低通陷波器濾 除高次諧波分量，最終通過(guò)鎖相控制算法計(jì)算出電網(wǎng)側(cè)相位大小，具體包括W下步驟： 步驟1:選取A相為參考相，提取A相電網(wǎng)電壓的準(zhǔn)確頻率，并產(chǎn)生參考信號(hào)COS(Ot)和 sin( Wt); 步驟2 :將電網(wǎng)電壓Va(t)用傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)表示，其表示為：(1) 式(1)中Vm是A相基波電壓的幅值，a是A相基波電壓的初始相位角； 步驟3:將參考電壓信號(hào)乘W式(1)， 得到其余弦分量為：樹(shù) 其正弦分量為：(3) 步驟4:采用一個(gè)四階低通陷波器化PN)，并對(duì)VcDs(t)和Vsin(t)進(jìn)行濾波處理，得到基波 的正弦分量為：(4) 基波余弦分量為： 巧）步驟5:對(duì)基波分量VgdsU)和Vsin(t)的比值求反正切，得到基波電壓的初始相位角，其 表示為： (6) 步驟6:將CO t加上a，就得到了電網(wǎng)電壓的相位角0，其表示為： 白=c〇t+a (J)。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的電網(wǎng)鎖相方法，步驟4中四階低通陷波器化PN)的選取方法如 下： 四階低通陷波器化PN)的截止頻率的大小取決于電網(wǎng)電壓的頻率，當(dāng)電網(wǎng)電壓的頻率 (8； 為50化時(shí)，則低通陷波器的截止頻率取lOOHz; 四階低通陷波器化PN)的傳遞函數(shù)可W表示為兩個(gè)二階級(jí)聯(lián)的形式： 四階低通陷波器(XPN)的系數(shù)aLl、3L2、t)L0、t)Ll、t)L2如表1所示： 表1 LPN濾波器的系數(shù)表中，A為，B為2Ts W。，C為A+B+4Q; Ts是離散系統(tǒng)的采樣時(shí)間，《。是截止頻率，Q是 品質(zhì)因數(shù)； 設(shè)置采樣時(shí)間Ts為1/12500S，二階陷波器的截止頻率《0為lOOHz，品質(zhì)因數(shù)Q為0.625， 計(jì)算出低通陷波器的系數(shù)。
【專(zhuān)利摘要】本發(fā)明公開(kāi)了一種基于低通陷波器的電網(wǎng)鎖相方法，該方法通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)側(cè)任意一相的頻率，并將其作為參考信號(hào)，電網(wǎng)側(cè)任意兩相經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換得到dq軸分量，并選擇合適的低通陷波器濾除高次諧波分量，最終通過(guò)鎖相控制算法計(jì)算出電網(wǎng)側(cè)相位大小。本發(fā)明能夠根據(jù)選取的低通陷波器來(lái)調(diào)節(jié)鎖相環(huán)提取的相位，從而提高鎖相環(huán)跟蹤性能并精確檢測(cè)電網(wǎng)相位的變化,在電網(wǎng)不平衡條件下的效果顯著。本發(fā)明不需要PI調(diào)節(jié)器，適用于各種并網(wǎng)逆變器的電網(wǎng)相位檢測(cè),具有檢測(cè)速度快、穩(wěn)定性好、算法簡(jiǎn)單等特點(diǎn)。
【IPC分類(lèi)】G01R25/00
【公開(kāi)號(hào)】CN105588981
【申請(qǐng)?zhí)枴緾N201610021817
【發(fā)明人】徐志鷗, 余成軍, 黃毅, 孫文兵
【申請(qǐng)人】江蘇昂內(nèi)斯電力科技股份有限公司
【公開(kāi)日】2016年5月18日
【申請(qǐng)日】2016年1月13日