專利名稱：用于控制諧振功率變換器的開關(guān)裝置的方法,尤其為了提供所需功率,尤其用于x射線發(fā)生器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種方法，該方法用于控制開關(guān)裝置以便為諧振電路提供開關(guān)電壓以 產(chǎn)生諧振電流，從而在諧振功率變換器的輸出端提供所需的輸出功率。本發(fā)明還涉及一種 適于執(zhí)行所提出的用于控制開關(guān)裝置的方法的控制裝置。此外，本發(fā)明涉及一種諧振功率 變換器，包括用于執(zhí)行所提出的控制方法的控制裝置。
背景技術(shù)：
現(xiàn)有諧振轉(zhuǎn)換器工作在恰好高于可聽范圍以上的轉(zhuǎn)換頻率，于是在18kHz或稍微 更高?，F(xiàn)代的諧振轉(zhuǎn)換器工作于更高的開關(guān)頻率，如果不采用任何措施來降低開關(guān)損耗，導(dǎo) 致開關(guān)損耗成比例地增大。必須要減少單次開關(guān)循環(huán)中由關(guān)聯(lián)的電源開關(guān)導(dǎo)致的任何開關(guān) 損耗，以便限制總的功率損耗。一種減少這種開關(guān)損耗的方法是零電流開關(guān)(ZCS)，這是一 種軟開關(guān)方法。在這里，僅在諧振轉(zhuǎn)換器的諧振電流發(fā)生過零時(shí)或附近進(jìn)行開關(guān)，這里表示 打開或關(guān)閉開關(guān)。ZCS方法是軟開關(guān)轉(zhuǎn)換器中的通用做法，但是有不利之處，因?yàn)樗糁屏酥C振轉(zhuǎn)換 器輸出功率的可控性。以通用方式連續(xù)控制非ZCS方法中所有操作點(diǎn)確實(shí)保證了開關(guān)損耗 中的結(jié)果。為了克服這種缺點(diǎn)，W02006/114719A1提供了基于ZCS方法的另一種開關(guān)方法。 在這種方法中克服了良好可控性以及減少采用ZCS導(dǎo)致的開關(guān)損耗的沖突要求。盡管使用 了軟開關(guān)控制模式，但WO 2006/114719A1中提出的諧振DC/DC功率轉(zhuǎn)換器具有較小功率損 耗。這是通過僅在諧振電流過零處或附近(包括之前不久或之后不久)開關(guān)電源開關(guān)來實(shí) 現(xiàn)的。在這種狀況下，開關(guān)時(shí)刻和所用轉(zhuǎn)換器電壓的頻率是自調(diào)節(jié)的，不能用于調(diào)節(jié)輸出功 率。相反，通過選擇打開或關(guān)閉轉(zhuǎn)換器哪些電源開關(guān)定義的開關(guān)構(gòu)造來控制功率，獲得了可 以在寬范圍上控制輸出功率的轉(zhuǎn)換器，這一寬范圍能夠通過確保每個(gè)開關(guān)循環(huán)的ZCS來高 效限制開關(guān)損耗。結(jié)果，在WO 2006/114719A1中描述了一種控制方法，其允許針對(duì)所有操作點(diǎn)進(jìn)行 零電流開關(guān)，同時(shí)維持輸出電壓的完整可控性。由于零電流開關(guān)的原因，功率損耗非常低。 該方法基于從市電電源向功率轉(zhuǎn)換器的輸出傳輸分立的功率部分。通過向與電流同相(“ + 狀態(tài)”)、零電壓(“0狀態(tài)”)或反相電壓(“_狀態(tài)”)的諧振電路施加電壓來產(chǎn)生分立功 率部分。由可用控制級(jí)的數(shù)目給出所施加功率部分的離散化。對(duì)于三級(jí)控制方法而言，于 是三個(gè)不同功率電平正(+)、零(0)、負(fù)㈠是有效的(也參見圖2到4，在下文中將更詳細(xì) 地描述這一點(diǎn))。通常，特定操作點(diǎn)的所需功率位于兩個(gè)功率電平之間(例如，正功率電平和零功 率電平之間)。所述控制策略的結(jié)果是，在一定量的時(shí)間內(nèi)，激活較高功率電平，而對(duì)另一量 的時(shí)間使用較低功率電平。不過，時(shí)間平均功率應(yīng)當(dāng)與所需功率相同。施加兩個(gè)不同功率 電平的結(jié)果是，根據(jù)操作點(diǎn)，輸出電壓以一定頻率和幅值從所需電壓變化。這種現(xiàn)象被稱為 抖動(dòng)(chattering)。
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對(duì)于正電平附近的操作點(diǎn)而言(也參見圖6，下文將詳細(xì)描述該圖)，在電壓降落 之后沒有太多剩余功率可用于增大輸出。同時(shí)，如果應(yīng)用零電平，輸出電壓迅速減小。結(jié)果， 輸出電壓的抖動(dòng)頻率變得非常低，而幅值非常大。避免這種大抖動(dòng)的不言而喻的方法是禁用正電平功率附近的操作點(diǎn)。這會(huì)需要高 壓發(fā)電機(jī)尺寸過大，導(dǎo)致更高的成本。此外，自身并不排除有具有類似性質(zhì)的其他中間操作 點(diǎn)。因此，本發(fā)明的目的是減小諧振功率變換器工作期間的抖動(dòng)效應(yīng)。于是，本發(fā)明提出了 一種改進(jìn)，以減小電壓抖動(dòng)而無需使發(fā)電機(jī)尺寸過大。本發(fā)明還提供了一種通用三電平控 制策略的改進(jìn)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種減小諧振功率變換器輸出處抖動(dòng)現(xiàn)象的方法和裝置。本發(fā)明的目的通過獨(dú)立權(quán)利要求的主題來實(shí)現(xiàn)，在獨(dú)立權(quán)利要求中并入了有利的 實(shí)施例。應(yīng)當(dāng)指出，在下文中，所述的本發(fā)明示范性實(shí)施例也適用于方法和裝置。根據(jù)示范性實(shí)施例，提供了一種方法，該方法用于控制開關(guān)裝置以便為諧振電路 提供開關(guān)電壓以產(chǎn)生諧振電流，從而在諧振功率變換器的輸出端提供所需的輸出功率，其 中該方法包括以交替序列使用第一控制模式和第二控制模式在所述諧振功率變換器的輸 出處提供所需輸出功率，其中所述第一控制模式(-/0/+)相對(duì)于所述開關(guān)電壓和所述諧振 電流是軟/平滑開關(guān)控制模式，并且其中所述第二控制模式相對(duì)于所述開關(guān)電壓和所述諧 振電流是非軟開關(guān)控制模式。一種控制模式可以包括不同的工作模式，例如對(duì)于第一控制 模式而言的+狀態(tài)、-狀態(tài)和0狀態(tài)。所提出的方法在單一的控制方法中組合了第一控制模式和第二控制模式，而兩種 控制模式的序列是任意使用的。這意味著首先使用第一控制方法或第二控制方法，然后接 下來使用另一種控制模式，即第二控制模式或第一控制模式。由此，也未必兩種控制模式在 時(shí)間上彼此是直接相繼的。此外，用于應(yīng)用第一控制模式的時(shí)間長度未必要等于使用第二 控制模式的時(shí)間長度?？傊?，交替序列表示在諧振功率變換器的一次操作流程之內(nèi)使用第一控制模式和 第二控制模式，而在特定時(shí)間首先使用第一控制模式或第二控制模式。之后根據(jù)首先選擇 的哪個(gè)，使用另一種控制模式，即第二控制模式或第一控制模式，其中第一控制模式和第二 控制模式或第二控制模式和第一控制模式分別未必彼此直接相繼使用。一個(gè)時(shí)間的第一控 制模式的軟開關(guān)和其他時(shí)間的第二控制模式的非軟開關(guān)的組合影響了諧振變換器輸出處 的電壓抖動(dòng)。針對(duì)最大輸出功率附近的操作點(diǎn)的電壓抖動(dòng)將急劇減小?？梢詿o需放大發(fā)電機(jī)尺 寸來實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)，并將從而降低成本。這對(duì)于有成本效率的發(fā)電機(jī)系統(tǒng)而言是必需的。在此在如下意義上使用術(shù)語“軟開關(guān)”:在發(fā)生諧振電流過零時(shí)有意識(shí)地選擇開關(guān) 裝置開關(guān)的開關(guān)時(shí)刻。如果諧振電流的過零僅僅是基本過零，這表示它接近諧振電流的過 零，那么也滿足軟開關(guān)條件。這表示對(duì)于軟開關(guān)而言，相對(duì)于零的輕微偏差是可以允許的。 在軟開關(guān)的所有情況下，都要求有意識(shí)地選擇開關(guān)時(shí)刻且開關(guān)不會(huì)意外發(fā)生。隨機(jī)開關(guān)不 是對(duì)開關(guān)自身的控制。
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在此在如下意義上使用術(shù)語“非軟開關(guān)”在發(fā)生諧振電流過零時(shí)有意識(shí)地不選擇 開關(guān)裝置開關(guān)的開關(guān)時(shí)刻。在軟開關(guān)條件下，開關(guān)損耗小，理想情況下為零，而在非軟開關(guān)條件下，開關(guān)損耗 未得到抑制。這意味著所提出的控制方法基于在第二控制模式之內(nèi)接受開關(guān)損耗，而有利 于第一控制模式之內(nèi)的開關(guān)損耗具有最小值。因此，在它們接受的開關(guān)損耗方面，軟開關(guān)控 制模式和非軟開關(guān)控制模式是彼此不同的。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，在第一控制模式中，開關(guān)電壓為零。有可能第一控制模式包括不止一個(gè)工作模式。在開關(guān)電壓為零值時(shí)的狀況下，發(fā) 生可能進(jìn)行軟開關(guān)的一種可能工作模式。這意味著電壓不僅在過零時(shí)是零，但在諧振電流 具有特定波形時(shí)也是零?？梢酝ㄟ^避免諧振變換器之內(nèi)的開關(guān)電壓來獲得開關(guān)電壓的這種 零值。在不向諧振變換器提供電壓時(shí)，或在選擇開關(guān)裝置的開關(guān)以產(chǎn)生零開關(guān)電壓時(shí)，這是 可能的。由此，諧振電流的波形(例如幅值和頻率)取決于諧振電路的諧振元件(例如電 感和電容)中存儲(chǔ)的能量的量，并取決于連接到諧振電路的變壓器的初級(jí)側(cè)上的電壓。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，在第一控制模式中，開關(guān)電壓和諧振電流彼此處于 第一預(yù)定相位關(guān)系。在確定開關(guān)電壓和諧振電流之間的相位關(guān)系時(shí)，開關(guān)電壓或諧振電流的任一可以 是參考?？梢栽谥C振變換器，例如串聯(lián)諧振變換器的輸入端的第一端子處使用DC電壓來產(chǎn) 生開關(guān)電壓。開關(guān)電壓是DC/AC變換器的輸出電壓，而開關(guān)電壓具有AC特性，這意味著，如 果相對(duì)于開關(guān)電壓沒有偏移，它具有至少兩個(gè)不同且通常極性也不同的電壓電平。諧振電 路中存在的電流是諧振電流。在比較也存在于諧振電路之內(nèi)的開關(guān)電壓和諧振電流的時(shí)間 相關(guān)波形時(shí)，它們彼此處于特定關(guān)系。這種關(guān)系是開關(guān)電壓和諧振電流之間的第一關(guān)系，并 可以有意識(shí)地加以選擇。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，在第二控制模式中，開關(guān)電壓和諧振電流彼此處于 第二預(yù)定相位關(guān)系。像第一控制模式之內(nèi)的第一關(guān)系那樣，第二控制模式之內(nèi)開關(guān)電壓和諧振電流之 間的這一第二關(guān)系也是有意識(shí)選擇的相位關(guān)系。第一預(yù)定相位關(guān)系和第二預(yù)定相位關(guān)系都 是相對(duì)于隨機(jī)值的可選擇值。在確定開關(guān)電壓和諧振電流之間的相位關(guān)系時(shí)，開關(guān)電壓或 諧振電流之任一可以是參考。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，開關(guān)電壓和諧振電流之間的第一預(yù)定相位關(guān)系基本為零。在這個(gè)條件下保證了軟開關(guān)。而且，并非精確零值但接近零的基本零值確保了軟 開關(guān)，像用于ZCS那樣。由此，開關(guān)電壓和諧振電流彼此同相。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，第一預(yù)定相位關(guān)系基本為180度。在這個(gè)條件下，開關(guān)電壓和諧振電流彼此反相。如上文假設(shè)的，由此假設(shè)開關(guān)電壓 和開關(guān)電流的整個(gè)周期持續(xù)時(shí)間為360度。同樣在這種建議的基本180度的條件下，軟開 關(guān)是可能的，而基本表示不違反ZCS方法。這是第一控制模式之內(nèi)的另一種可能工作模式。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，第二預(yù)定相位關(guān)系大于第一預(yù)定相位關(guān)系。這意味著選擇第二預(yù)定相位以便確保非軟開關(guān)條件，并選擇第一預(yù)定相位關(guān)系以 確保軟開關(guān)條件。例如，第一預(yù)定相位關(guān)系可以是大約10度，而第二預(yù)定相位關(guān)系可以是大約30度。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，第二預(yù)定相位關(guān)系小于90度。這意味著在開關(guān)電流和諧振電壓的整個(gè)周期時(shí)間分別為360度時(shí)，開關(guān)電壓和開 關(guān)電流之間的時(shí)間差小于整個(gè)時(shí)間周期的四分之一。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，在第二預(yù)定相位關(guān)系中，諧振電流相對(duì)于開關(guān)電壓 是延遲的。在將開關(guān)電壓跨越零線的時(shí)刻與諧振電流跨越零線的時(shí)刻進(jìn)行比較時(shí)確定開關(guān) 電壓的延遲。如果開關(guān)電壓首先跨越零線，之后是諧振電流，那么諧振電流具有延遲。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，控制所述開關(guān)裝置，使得所述第一控制模式提供第 一功率電平，第二控制模式提供第二功率電平。第一功率電平和第二功率電平彼此不同，但可以是相同極性的。輸出功率的極性 由諧振變換器之內(nèi)的功率方向界定。在從諧振變換器的輸入端子向DC/AC變換器的輸出端 子傳輸平均能量，并因此也傳輸系統(tǒng)的功率，以便為例如χ射線管的裝置供應(yīng)系統(tǒng)功率時(shí)， 認(rèn)為輸出功率為正。在從DC/AC變換器的輸出端子向DC/AC變換器的輸入端子傳輸平均能 量，因此也傳輸系統(tǒng)的功率時(shí)，認(rèn)為輸出功率為負(fù)。在這種情況下，χ射線管可以不消耗功 率。在共同決定諧振變換器的輸出功率的開關(guān)電壓或諧振電流分別為零或基本為零時(shí)，輸 出功率被定義為零。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，所述第一功率電平和所述第二功率電平都是正的?？梢岳瞄_關(guān)電壓和諧振電流之間的第一預(yù)定相位關(guān)系提供第一功率電平?？梢?利用開關(guān)電壓和諧振電流之間的第二預(yù)定相位關(guān)系提供第二功率電平。兩個(gè)正功率電平確 保了諧振變換器更有效率的運(yùn)行，因?yàn)樵谥C振變換器之內(nèi)沒有功率傳輸方向的反轉(zhuǎn)。在運(yùn) 行的任何時(shí)候所有可用功率都指向諧振變換器的輸出端。在第二功率電平也是正電平時(shí)， 像第一功率電平那樣，這樣會(huì)有優(yōu)點(diǎn)，即，諧振電路之內(nèi)的能量和功率會(huì)在相對(duì)穩(wěn)定的水平 上而不會(huì)下降到零功率電平。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，第一功率電平高于第二功率電平。第一功率電平可以提供最大可能輸出功率，而第二功率電平可以提供不同的接近 最大功率電平的功率電平，但選擇所述不同功率電平以便獲得預(yù)定的平均功率電平，該預(yù) 定平均功率電平可能是諧振變換器的輸出端子處的耗電裝置所需要的。結(jié)果，理想狀況下 是所需輸出功率的平均輸出功率介于第一和第二功率電平之間。在這種狀況下，整個(gè)串聯(lián) 諧振變換器的運(yùn)行非常有效，因?yàn)楣β屎湍芰吭谔囟〞r(shí)間內(nèi)保持在高水平而不會(huì)達(dá)到零功 率電平。這意味著可以使用諧振變換器來根據(jù)耗電裝置的需求迅速適應(yīng)特定功率需求。這 確保了功率變換器的使用有高度靈活性，同時(shí)按順序(參見圖7，將如下所述)使用第一和 第二控制模式時(shí)，開關(guān)損耗平均起來很小。另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是抖動(dòng)幅值低。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，控制開關(guān)裝置，使得第一控制模式提供第三功率電 平。該第三功率電平可以是零。利用這樣的第三功率電平，能夠使用諧振變換器的自 我調(diào)節(jié)特性，這可能取決于進(jìn)入第三功率電平之前使用的工作條件。自我調(diào)節(jié)特性也可能 取決于諧振變換器之內(nèi)的電氣部件，尤其是諧振電路的電氣部件，諧振電路可以是串聯(lián)諧 振變換器的串聯(lián)諧振電路。
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根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，控制開關(guān)裝置，使得第一控制模式提供第四功率電 平。該第四功率電平可以是負(fù)的。利用這一第四功率電平，也能夠從諧振電路向諧振 變換器的輸入端傳輸功率，這表示與使用正功率電平時(shí)相比在相反方向上。在使用所提出 的功率電平時(shí)，即使用第一、第二、第三和第四功率電平時(shí)，可以提供第四功率電平控制方 法，這樣確保改善了諧振變換器的抖動(dòng)特性。本發(fā)明還涉及一種控制裝置，其包括用于接收表示所需輸出功率的數(shù)據(jù)的輸入 端、控制器、預(yù)測(cè)器、判定塊，其中所述判定塊適于根據(jù)所需輸出功率產(chǎn)生值以決定控制模 式。在這種控制裝置中，控制器適于計(jì)算所述輸出功率的所需變化，并產(chǎn)生用于所述判定塊 的值，其中所述預(yù)測(cè)器包括用于第一控制模式的第一輸出端，所述第一控制模式是軟開關(guān) 控制模式，其中所述預(yù)測(cè)器包括用于第二控制模式的第二輸出端，所述第二控制模式是非 軟開關(guān)控制模式，并且其中所述控制裝置適于以任意序列組合兩種控制模式。這種配置的控制裝置確保了緊湊的構(gòu)造，因?yàn)榭梢栽谝粋€(gè)裝置之內(nèi)組合不同的控 制模式。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，所述預(yù)測(cè)器還包括用于第一控制模式的第三輸出端 和用于第一控制模式的第四輸出端中的至少一個(gè)。用于第一控制模式的至少一個(gè)另一輸出 端適于提供第一控制模式之內(nèi)的不同工作模式。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，所述判定塊包括與預(yù)測(cè)器的第二輸出端連接的第二 輸入端，還包括與預(yù)測(cè)器的第一輸出端連接的第一輸入端、與預(yù)測(cè)器的第三輸出端連接的 第三輸入端和與預(yù)測(cè)器的第四輸出端連接的第四輸入端中的至少一個(gè)。這意味著預(yù)測(cè)器包括可用于不同目的的至少三個(gè)輸出端。根據(jù)本發(fā)明的示范性實(shí)施例，具有控制裝置的諧振功率變換器包括所提出的控制
直ο這種控制裝置可以用于一般的諧振變換器，尤其用于為χ射線管供電的串聯(lián)諧振 變換器?？梢詫⑻峁┸涢_關(guān)控制模式和非軟開關(guān)控制模式兩者視為本發(fā)明的要點(diǎn)，在時(shí)間 上相繼使用它們，導(dǎo)致諧振功率變換器輸出端處電壓抖動(dòng)減小，同時(shí)確保了所連接裝置所 需的功率，所連接裝置像X射線管，其需要一定量的功率，還需要高電壓來工作。因此，使用 第一控制方法和第二控制方法的次序是任意的。應(yīng)當(dāng)指出，也可以組合以上特征。即使未詳細(xì)明確描述，以上特征的組合也可以導(dǎo) 致協(xié)同效應(yīng)。通過下文描述的實(shí)施例和參考其做出的解釋，本發(fā)明的這些和其他方面將變得顯 而易見。


在以下附圖中示出了一些示范性實(shí)施例，其中圖1示出了高壓發(fā)電機(jī)的功能圖，圖2示出了針對(duì)正狀態(tài)(+狀態(tài))的DC/AC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)構(gòu)造，圖3示出了針對(duì)零狀態(tài)(O狀態(tài))的DC/AC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)構(gòu)造，
圖4示出了針對(duì)負(fù)狀態(tài)(_狀態(tài))的DC/AC轉(zhuǎn)換器的開關(guān)構(gòu)造，圖5a和5b示出了針對(duì)+狀態(tài)和+d狀態(tài)的轉(zhuǎn)換器電壓和電流，圖6示出了針對(duì)最大輸出功率附近的操作點(diǎn)的功率電平施加，圖7示出了針對(duì)最大輸出功率附近的操作點(diǎn)的功率電平施加，其具有額外的功率 電平(+d)，圖8示出了為低于功率電平(低于+d)的操作點(diǎn)施加能量電平，圖9示出了用于四級(jí)控制的控制策略；以及圖10示出了在有和沒有第四功率電平的最大輸出功率附近的60kV操作點(diǎn)的輸出 電壓測(cè)量結(jié)果。
具體實(shí)施例方式可以將用于X射線應(yīng)用的高壓發(fā)電機(jī)實(shí)現(xiàn)為串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器。在 W02006/114719A1中描述了一種用于串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的控制方法，允許所有操作點(diǎn)的零電 流開關(guān)。于是，實(shí)現(xiàn)了非常低的開關(guān)損耗并能夠進(jìn)行高頻操作。所提出的控制方法的缺點(diǎn) 在于，對(duì)于特定操作點(diǎn)而言，這種控制方法的極限周期頻率變得相當(dāng)?shù)停幌Ｍ碾妷鹤兓?(抖動(dòng))的幅值變得非常高。本發(fā)明提出一種有成本效益的方法以針對(duì)那些操作點(diǎn)減小電 壓抖動(dòng)并且確保整個(gè)操作范圍內(nèi)的低抖動(dòng)。圖1示出了具有串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器100的高壓發(fā)電機(jī)的功能圖。將DC輸入電壓200 轉(zhuǎn)換成AC電壓300并饋送到串聯(lián)諧振電路350中。作為串聯(lián)諧振電路350 —部分的高壓 變壓器450將低壓400 (例如400V)變換成高壓500 (例如40kV)。最后，整流電路550也提 高電壓電平并產(chǎn)生高DC電壓600?？傮w上，在諧振轉(zhuǎn)換器100之內(nèi)的DC/AC變換器250的 幫助下，在諧振轉(zhuǎn)換器100之內(nèi)，將DC輸入電壓200變換成高DC電壓600。除了高壓變壓器450之外，串聯(lián)諧振電路350還包括電感320和電容器330。電 感可以部分地或全部由變壓器的漏感構(gòu)成。整流電路550可以由包括若干整流器的整流級(jí) 形成。或者，整流電路550可以是倍壓器拓?fù)?不是一級(jí))或標(biāo)準(zhǔn)的橋式整流器。顯然，可 以由連接到串聯(lián)諧振變換器100的DC/AC變換器250的輸入端的AC/DC裝置產(chǎn)生DC輸入 電壓200。還可以在整流電路550的輸出端直接連接功耗裝置，例如醫(yī)療裝置的χ射線管。 在這種情況下，串聯(lián)諧振變換器充當(dāng)χ射線高壓發(fā)電機(jī)。如圖2所示，可以將DC/AC變換器250提供為全橋式轉(zhuǎn)換器。電橋被示為一相電 橋，包括用于DC輸入電壓200的第一端子210，也如圖1所示，以及用于被轉(zhuǎn)換電壓，即AC 電壓300的第二端子310，也如圖1所示。DC/AC變換器250包括四個(gè)開關(guān)(Si，S2，S3，S4)， 它們可以是可控半導(dǎo)體元件，適于按照需要以高頻值或范圍開關(guān)。與每個(gè)開關(guān)元件并聯(lián)使 用反并聯(lián)二極管(Dl，D2，D3，D4)，以便確保在并聯(lián)的對(duì)應(yīng)開關(guān)元件(Dl和Sl ；D2和S2 ；D3 和S3;D4和S4)處于開路位置的情況下確保電學(xué)路徑。這里使用的是二極管，但其他半導(dǎo) 體元件也可以是適用的?？傊?，開關(guān)裝置260，這里為全電橋，包括四個(gè)橋部分，而第二端子 310處的電橋輸出端與電感320和電容器330的串聯(lián)電路連接。除了這些部件之外，在圖 2中還示出了寄生電容器340，其表示變壓器450的電容耦合。在圖2中，還示出了與串聯(lián) 諧振電路330串聯(lián)的整流器550。這個(gè)整流器550包括四個(gè)半導(dǎo)體元件，這里為四個(gè)二極 管，將DC/AC變換器250的輸出AC電壓300 (300與Uwr相同)轉(zhuǎn)換成DC電壓600，DC電壓
9600高于由高壓變壓器450與串聯(lián)諧振變換器100的其他元件的變壓比決定的DC輸入電壓 200。圖3和4分別示出了與圖2中給出的DC/AC變換器250、串聯(lián)諧振電路350和整 流器550相同的元件。由開關(guān)元件S1、S2、S3、S4的開關(guān)位置給出圖2、3和4之間的差異。 基于這些差異，影響到串聯(lián)諧振電路350之內(nèi)的諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr。圖2到4示出了串聯(lián)諧振變換器100的三種不同工作模式。這些工作模式的共同 特征是以軟開關(guān)條件作為第一控制模式。這意味著，在特定時(shí)間將所有開關(guān)元件S1、S2、S3、 S4從位置開到關(guān)或從關(guān)到開進(jìn)行切換，而不違反現(xiàn)有技術(shù)中已知的ZCS方法。圖2示出了諧振電流Ires與開關(guān)電壓Uwr同相的狀況。圖3示出了開關(guān)電壓Uwr 為零，諧振電流Ires在串聯(lián)諧振電路350的元件間瞬態(tài)補(bǔ)償消失之前不等于零的狀況。在 這種狀況下，由于通過諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr之積計(jì)算功率，所以DC/AC變換器250 的輸出功率為零。在圖4中給出了一種狀況，其中，所有開關(guān)裝置都打開，而開關(guān)電壓Uwr不 等于零，且諧振電流Ires也不等于零。這里，開關(guān)電壓Uwr和諧振電流Ires彼此不同相。 特別地，它們處于反相關(guān)系，這意味著，在一個(gè)周期為360度的情況下，諧振電流Ires和開 關(guān)電壓彼此具有180度的相位關(guān)系，或換言之在假設(shè)它們都具有相同時(shí)間周期時(shí)，它們彼 此具有半個(gè)周期的相位延遲。在下文中將圖2中的情況稱為“正狀態(tài)”(+)，將圖3中的情況稱為“零狀態(tài)”(0)， 將圖4中的情況稱為“負(fù)狀態(tài)”(_)，而附圖僅針對(duì)實(shí)現(xiàn)這些狀態(tài)的開關(guān)位置示出了范例。 這里給出的定義基于圖1中分別示出的DC輸入電壓200的給定方向和高DC輸出電壓600 的給定方向。在使用正狀態(tài)狀況時(shí)，則從DC/AC變換器250的第一端子210將能量和功率 傳輸?shù)紻C/AC變換器250的第三端子310。另一方面，在發(fā)生-狀態(tài)時(shí)，從諧振電路350向 DC/AC變換器250的輸入端210傳輸功率。于是，諧振電流減小。然而，仍然可能向610的 輸出端傳輸少量能量。在圖3的零狀態(tài)狀況下，任由串聯(lián)諧振電路自己運(yùn)行，其行為在到達(dá) 零狀態(tài)狀況時(shí)取決于系統(tǒng)中的能量，并取決于像電感320、電容器330和高壓變壓器450的 電氣部件。然后，在DC/AC變換器250的輸入端210處沒有能量流動(dòng)。在圖2到4中，由電橋部分之間的全電橋截面中的箭頭示出開關(guān)電壓Uwr。將電橋 中通過串聯(lián)諧振電路350的元件傳遞電流時(shí)流動(dòng)的諧振電流Ires顯示為相應(yīng)橋部分和橋 截面中的虛線。本發(fā)明基于控制開關(guān)元件Si、S2、S3、S4，使得針對(duì)第一控制模式選擇諧振電流 Ires和開關(guān)電壓Uwr之間的第一相位關(guān)系，針對(duì)第二控制模式選擇諧振電流Ires和開關(guān)電 壓Uwr之間的第二相位關(guān)系。相對(duì)于兩種相位關(guān)系而言，第一和第二工作模式都是彼此不 同的。相位關(guān)系是預(yù)定的且不是隨機(jī)值。圖5a和5b示出了兩種不同控制模式的這兩種不 同相位關(guān)系，而χ軸被示為時(shí)間軸，y軸被示為用于諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr的值，它 們都是依賴于時(shí)間的。可以通過選擇圖5a中所示的第一相位關(guān)系的預(yù)定值來實(shí)現(xiàn)第一控 制模式，其中諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr彼此同相，這意味著它們具有正好零度的相位 差或零度左右的相位差?？梢詫⑦@一基本零值選作預(yù)定值。在諧振電流Ires和開關(guān)電壓 Uwr處于彼此反相位關(guān)系時(shí)，這表示在圖5a中，諧振電流Ires或開關(guān)電壓Uwr的任一個(gè)相 對(duì)于給定時(shí)間軸被對(duì)稱地反相，可以利用諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr之間的第一相位實(shí) 現(xiàn)其它第一工作模式。那么，在預(yù)定時(shí)間步驟的共同過零不變，而對(duì)于諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr跨過時(shí)間軸的方向相反。應(yīng)當(dāng)指出，與術(shù)語“工作模式”相比，并非等同地使用 術(shù)語“控制模式”。一種控制模式可以包括不同的工作模式，例如對(duì)于第一控制模式而言的 +狀態(tài)、_狀態(tài)和0狀態(tài)。在第二控制模式中，諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr彼此處于第二預(yù)定相位關(guān)系， 這與第一預(yù)定相位關(guān)系不同?？梢栽趫D5b中看出這一點(diǎn)，其中示出了第二控制模式。在這 里，開關(guān)電壓Uwr比諧振電流Ires稍早一點(diǎn)跨過時(shí)間軸的零線。這一時(shí)間間隙是預(yù)定的， 以便確保第二控制模式。在這里，諧振電流Ires相對(duì)于開關(guān)電壓Uwr是延遲的。從圖5b 中還可以看出，由于較早切換開關(guān)元件，這里為Sl和S4，所以諧振電流Ires的正弦形狀不 再可用。在比較圖5a和圖5b時(shí)，那么，在兩種控制模式中，開關(guān)元件Sl和S4都導(dǎo)通，開關(guān) 元件S2和S3都截止。直到開關(guān)元件Sl和S4都截止之前一直是這種狀況，在從正電壓值 直接變化到負(fù)電壓值而不在零值停留時(shí)，由開關(guān)電壓Uwr的時(shí)間曲線形狀可以看出這種狀 況。在圖5b中，與第一控制模式相比，開關(guān)電壓過零的時(shí)刻更早，即時(shí)間td更早。在第二 控制模式中，以時(shí)間延遲td緊隨開關(guān)電壓Uwr的諧振電流Ires稍晚跨過時(shí)間軸。圖7和8示出了如何相對(duì)于彼此應(yīng)用兩種控制模式，即以交替方式以及時(shí)間上相 繼的方式。在這些圖中，相對(duì)于時(shí)間在垂直y軸上示出串聯(lián)諧振變換器100的輸出處的功 率電平，時(shí)間給出于水平χ軸上。在圖6中，示出了僅使用第一控制模式的兩種工作模式。示出了三種功率電平， 可以由圖2的正狀態(tài)實(shí)現(xiàn)的正功率電平(+)；可以由圖3的零狀態(tài)狀況實(shí)現(xiàn)的零功率電平 (0)；以及可以由圖4的負(fù)狀態(tài)狀況實(shí)現(xiàn)的負(fù)功率電平(-)。在圖6中，僅使用了正狀態(tài)狀 況和零狀態(tài)狀況。這意味著，在串聯(lián)諧振變換器100的輸出端處接收的功率在正功率電平 和零功率電平之間交替變化。在這里，零功率電平的持續(xù)時(shí)間比正功率電平的多，可以從依 賴時(shí)間的功率的曲線形式看出這一點(diǎn)，這里曲線具有理想化的矩形波形。波形表示從串聯(lián) 諧振變換器100之內(nèi)的第一端子210向第三端子610傳輸?shù)哪芰糠庋b。串聯(lián)諧振變換器輸 出端處施加功率的依賴于時(shí)間的曲線下方的平均積分部分平均起來是圖6中被示為虛線 的所需功率。與圖6僅有一種第一控制模式相反，圖7示出了使用第一控制模式和第二控制模 式的狀況。χ軸和y軸與圖6中相同，S卩，一方面描述時(shí)間，另一方面描述功率電平。還可以 在圖8中找到圖6中所有三個(gè)功率電平。此外，圖8示出了用于第二控制模式中的額外功 率電平(+d)。有一種功率電平高于零功率電平并低于正功率電平。之間的這種功率電平在 下文中被稱為“+d功率電平”，其可以使用圖5a的開關(guān)條件來實(shí)現(xiàn)，其中現(xiàn)在在非軟開關(guān)條 件下開關(guān)諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr0這種非軟開關(guān)條件的特征在于，與基本沒有相位 差的開關(guān)相比，諧振電流Ires和開關(guān)電壓Uwr之間的相位延遲更大。從圖6可以看出，以 交替方式使用的功率電平未達(dá)到零功率電平。這意味著電路相對(duì)于功率電平保持在相對(duì)穩(wěn) 定的狀況。一方面，由于第二控制模式違反了 ZCS方法，所以發(fā)生更多開關(guān)損耗，另一方面， 減小了抖動(dòng)。圖7中的所需輸出功率(rP)介于正功率電平(+)和+d功率電平(+d)之間。如圖8所示，所有四種功率電平(+)、(-)、(+d)和(0)都可用，但僅正功率電平⑴ 和零功率電平(0)用于操作。這是針對(duì)僅使用第一控制模式的時(shí)候的狀況的范例。而操作 于正功率電平和零功率電平下的時(shí)間相等，更優(yōu)選地，正功率電平下的時(shí)間比0功率電平 下的長，如圖8所示。在開始為與第三端子610連接的像X射線管的裝置供電時(shí)可以使用
11這種狀況。短時(shí)間之后，可以改變控制方法，使得發(fā)生圖7的狀況，其中，并非僅僅使用第一
控制模式，而是如圖7所示以交替方式使用第一和第二控制模式。 可以展示出，如果有接近系統(tǒng)所用電平之一的額外功率電平可用，可以將抖動(dòng)頻
率改變成更高的值。在X射線系統(tǒng)的范例中，將始終使用正電平，因?yàn)橄到y(tǒng)不可以僅利用零
或負(fù)電平工作。例如，針對(duì)最大輸出功率附近的操作點(diǎn)的電壓抖動(dòng)被減小額外功率電平+d，
這非常接近正電平能量。從圖7可以看出，通過在彼此接近的兩個(gè)功率電平之間交替變化，
現(xiàn)在控制了正電平能量和+d電平能量之間的操作點(diǎn)。這導(dǎo)致了更高的抖動(dòng)頻率和更低的
抖動(dòng)幅值。圖7示出了恰好在+d電平功率下方的操作點(diǎn)的行為。在這里，抖動(dòng)幅值也減小
了，因?yàn)榕c最大輸出功率附近的操作點(diǎn)相比，有更多剩余能量可用。還可以展示出，對(duì)于通
常大部分利用零狀態(tài)以及利用正狀態(tài)工作的操作點(diǎn)，抖動(dòng)頻率將肯定受到影響。 圖5a和5b示出了針對(duì)正電平和+d電平的電壓和電流波形。在電流跨過零線時(shí)，
通過激活開關(guān)來實(shí)現(xiàn)正電平。電壓和電流是同相的。將通過比圖5a和5d所示的過零早時(shí)
間td進(jìn)行開關(guān)來實(shí)現(xiàn)+d電平。電壓和電流具有幾度的相位延遲。這將會(huì)導(dǎo)致傳輸?shù)哪芰?br> 稍微低一些。開關(guān)損耗比正電平稍微高一點(diǎn)，但受到相位延遲td可能非常小這一事實(shí)的限制。用于具有可使用的控制裝置900 (圖9)的四電平控制器的控制策略類似于用于 三電平控制器的控制策略。在圖9中，控制裝置900包括預(yù)測(cè)器910、控制器920和判定塊 930。預(yù)測(cè)器910預(yù)測(cè)下一控制周期整流器輸出電壓600的變化，下一控制周期由諧振電流 Ires針對(duì)所有可能開關(guān)配置，正電平、零電平、負(fù)電平和+d電平的過零給出。PI控制器920 計(jì)算下一步驟需要的輸出電壓600的變化。判定塊930然后通過選擇最終輸出電壓變化最 接近需要值的控制模式來決定將使用哪種控制模式。預(yù)測(cè)器包括針對(duì)輸出電壓Uout 600 的輸入端和針對(duì)電壓Uc(電容器330上的電壓)的輸入端。電壓Uout(600)和Uc都用于分 析模型915。判定塊930根據(jù)最接近deltaUoutref的deItaUout選擇功率電平(+)、(_)、 (0)或(+d)，而在控制器920內(nèi)部計(jì)算deltaUoutref，這里控制器是PI控制器。與來自預(yù) 測(cè)器910的其他輸入獨(dú)立地給出deltaUoutref的值作為判定塊930的輸入。判定塊的輸 出為控制值，在一個(gè)控制周期之內(nèi)是(+)、(_)、(0)或(+d)之一，以確定所需功率電平。在 第一控制周期之后，開始下一次計(jì)算以確定取決于所需輸出功率(rP)的以下所需控制值。圖10示出了具有激活的+d功率電平的電壓抖動(dòng)的測(cè)量結(jié)果。如果激活+d功率 電平，抖動(dòng)幅值劇烈減小。從圖10可以看出，所關(guān)心的時(shí)間跨度例如在幾μ秒的范圍內(nèi)， 串聯(lián)諧振變換器的輸出電壓例如大約為60kV。尤其可以將本發(fā)明用于一般的諧振功率變換器、χ射線高壓發(fā)電機(jī)或具有量化分 辨率的受控系統(tǒng)。在圖示的實(shí)施例中，將單相串聯(lián)諧振變換器100用于應(yīng)用所提出的控制方法。然 而，使用多相為直接或間接與串聯(lián)諧振變換器100的輸出連接的電子裝置供電也在本發(fā)明 的范圍中。應(yīng)當(dāng)理解，給定圖中的例示僅僅是示意性的，而諧振電流Ires可以在幅值上有變 化。應(yīng)當(dāng)指出，尤其可以將本發(fā)明用于一般的諧振變換器、用于χ射線高壓發(fā)電機(jī)并 用于具有量化分辨率的受控系統(tǒng)。
應(yīng)當(dāng)指出，不應(yīng)將權(quán)利要求中的附圖標(biāo)記推斷為對(duì)權(quán)利要求的范圍構(gòu)成限制。此外，應(yīng)當(dāng)注意，術(shù)語“包括”不排除其他元件或步驟，單數(shù)冠詞不排除復(fù)數(shù)。此外， 還可以將聯(lián)系不同的實(shí)施例描述的要素結(jié)合起來。在對(duì)于ZCS的條件有疑問的情況下，應(yīng)當(dāng)查閱參考文獻(xiàn)W02006/114719A1獲得更
多fn息。應(yīng)當(dāng)注意，上述實(shí)施例旨在對(duì)本發(fā)明進(jìn)行舉例說明，而不是對(duì)其做出限制，并且本 領(lǐng)域技術(shù)人員將能夠在不背離所附權(quán)利要求的范圍的情況下設(shè)計(jì)出很多替代的實(shí)施例。
權(quán)利要求
一種方法，該方法用于控制開關(guān)裝置(260)以便為諧振電路(350)提供開關(guān)電壓(Uwr)以產(chǎn)生諧振電流(Ires)，從而在諧振功率變換器(100)的輸出端提供所需的輸出功率(rP)，所述方法包括 通過以交替序列使用第一控制模式和第二控制模式而在所述諧振功率變換器(100)的輸出端提供所需的輸出功率(rP)， 其中，所述第一控制模式相對(duì)于所述開關(guān)電壓(Uwr)和所述諧振電流(Ires)是軟開關(guān)控制模式， 并且其中，所述第二控制模式相對(duì)于所述開關(guān)電壓(Uwr)和所述諧振電流(Ires)是非軟開關(guān)控制模式。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，在所述第一控制模式中，所述開關(guān)電壓(Uwr)為零。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，在所述第一控制模式中，所述開關(guān)電壓(Uwr)和 所述諧振電流(Ires)彼此處于第一預(yù)定相位關(guān)系。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3中一項(xiàng)所述的方法，其中，在所述第二控制模式中，所述開關(guān)電 壓(Uwr)和所述諧振電流(Ires)彼此處于第二預(yù)定相位關(guān)系。
5.根據(jù)權(quán)利要求3或4中一項(xiàng)所述的方法，其中，所述開關(guān)電壓(Uwr)和所述諧振電流 (Ires)之間的所述第一預(yù)定相位關(guān)系基本為零。
6.根據(jù)權(quán)利要求3或4中一項(xiàng)所述的方法，其中，所述第一預(yù)定相位關(guān)系基本為180度。
7.根據(jù)權(quán)利要求4到6中一項(xiàng)所述的方法，其中，所述第二預(yù)定相位關(guān)系大于所述第一 預(yù)定相位關(guān)系。
8.根據(jù)權(quán)利要求4到7中一項(xiàng)所述的方法，其中，在所述第二預(yù)定相位關(guān)系中是小于 90度。
9.根據(jù)權(quán)利要求4到8中一項(xiàng)所述的方法，其中，在所述第二預(yù)定相位關(guān)系中，所述諧 振電流(Ires)相對(duì)于所述開關(guān)電壓(Uwr)延遲。
10.根據(jù)權(quán)利要求1到9中一項(xiàng)所述的方法，其中，控制所述開關(guān)裝置(260)，使得所述 第一控制模式提供第一功率電平，所述第二控制模式提供第二功率電平。
11.根據(jù)權(quán)利要求1到10中一項(xiàng)所述的方法，其中，所述第一功率電平和所述第二功率 電平都是正的。
12.根據(jù)權(quán)利要求1到11中一項(xiàng)所述的方法，其中，所述第一功率電平高于所述第二功 率電平。
13.根據(jù)權(quán)利要求1到12中一項(xiàng)所述的方法，其中，控制所述開關(guān)裝置(260)，使得所 述第一控制模式提供第三功率電平。
14.根據(jù)權(quán)利要求1到13中一項(xiàng)所述的方法，其中，控制所述開關(guān)裝置，使得所述第一 控制模式提供第四功率電平。
15.一種控制裝置(900)，包括_用于接收表示所需輸出功率(rP)的數(shù)據(jù)的輸入端， -控制器(920)，-預(yù)測(cè)器(910)， -判定塊(930)，-其中，所述判定塊(930)適于產(chǎn)生用于決定控制模式的值，所述控制模式用于根據(jù)所 需輸出功率(rP)提供輸出功率，-其中，所述控制器(920)適于計(jì)算所述輸出功率的所需變化，并且所述控制器(920) 產(chǎn)生用于所述判定塊(930)的值，-其中，所述預(yù)測(cè)器(910)包括用于第一控制模式的第一輸出端(911)，所述第一控制 模式是軟開關(guān)控制模式，-其中，所述預(yù)測(cè)器(910)包括用于第二控制模式的第二輸出端(912)，所述第二控制 模式是非軟開關(guān)控制模式，-并且其中，所述控制裝置(900)適于以任意序列組合兩種控制模式。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的控制裝置，-其中，所述預(yù)測(cè)器(910)還包括以下中的至少一個(gè)用于所述第一控制模式的第三輸 出端(913)，以及-用于所述第一控制模式的第四輸出端(913)。
17.根據(jù)權(quán)利要求15或16所述的控制裝置， -其中，所述判定塊(930)包括_與所述預(yù)測(cè)器(910)的所述第二輸出端(912)連接的第二輸入端(932)， -還包括以下中的至少一個(gè)_與所述預(yù)測(cè)器(910)的所述第一輸出端(911)連接的第一輸入端(931)， _與所述預(yù)測(cè)器(910)的所述第三輸出端(913)連接的第三輸入端(932)，以及 _與所述預(yù)測(cè)器(910)的所述第四輸出端(914)連接的第四輸入端(934)。
18.具有根據(jù)權(quán)利要求15到17中一項(xiàng)所述的控制裝置(100)的諧振功率變換器 (100)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種方法，該方法用于控制開關(guān)裝置(260)以便為諧振電路(350)提供開關(guān)電壓(Uwr)以產(chǎn)生諧振電流(Ires)，從而在諧振功率變換器(100)的輸出端提供所需的輸出功率(rP)。本發(fā)明還涉及一種適于執(zhí)行所提出的用于控制開關(guān)裝置的方法的控制裝置。此外，本發(fā)明涉及一種諧振功率變換器，包括用于執(zhí)行所提出的控制方法的控制裝置。
文檔編號(hào)H02M3/337GK101960701SQ200980107857
公開日2011年1月26日 申請(qǐng)日期2009年3月2日 優(yōu)先權(quán)日2008年3月6日
發(fā)明者C·哈特拉普, P·呂爾肯斯, T·謝爾 申請(qǐng)人:皇家飛利浦電子股份有限公司