專利名稱：分集接收機(jī)裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及采用正交頻分復(fù)用(OFDM)的無線通信系統(tǒng)中所用的分集接收機(jī)裝置。
背景技術(shù)：
為了提高傳輸速率和實現(xiàn)抵抗延遲干擾的魯棒性，在日本，數(shù)字地面電視廣播已經(jīng)采用OFDM作為其調(diào)制方法。在OFDM中，將數(shù)據(jù)分配給頻率軸上的正交子載波，從而執(zhí)行調(diào)制。在OFDM無線通信系統(tǒng)的發(fā)射端，為了將頻域信號變換為時域信號而執(zhí)行快速傅里葉反變換(IFFT)處理，而在接收端，為了將時域再變換為頻域而執(zhí)行快速傅里葉變換(FFT)。
在OFDM中，可以通過不同的調(diào)制方式來調(diào)制子載波。這樣，在接收端就可以執(zhí)行不同的檢測方法，例如相干檢測或差分檢測。
根據(jù)相干檢測，發(fā)射端將具有已知振幅和相位的導(dǎo)頻信號插入頻率軸和時間軸上的預(yù)定位置中。接收端提取導(dǎo)頻信號，測定該導(dǎo)頻信號的振幅和相位，然后檢測接收信號和已知導(dǎo)頻信號之間的振幅和相位誤差。根據(jù)檢測結(jié)果誤差，逐個子載波地執(zhí)行接收信號的振幅和相位的均衡化。
根據(jù)差分檢測，在發(fā)射端執(zhí)行差分編碼，而在接收端，在接收符號之間執(zhí)行差分解碼，從而對接收信號進(jìn)行解調(diào)。
為了提高在OFDM中的接收質(zhì)量，使用多個天線的空間分集是非常有效的。組合分集(combining diversity)是一種空間分集，其將在各天線中接收的具有相同相位的信號進(jìn)行組合。
就如在H.Matsuoka和H.Shoki，“Comparison of Pre-FFT andpost-FFT processing adaptive arrays for OFDM systems in the presenceof co-channel interference”，IEEE PIMRC2003，vol.2，pp.1603-1607，September 2003中所指出的那樣，在這種組合分集中，有一種在FFT之前，即在時域中(稱之為FFT前組合分集)，進(jìn)行組合的方法，以及一種在FFT之后，即在頻域中(稱之為FFT后組合分集)，進(jìn)行組合的方法。Matsuoka等使用等效術(shù)語把組合分集稱為自適應(yīng)陣列處理。
根據(jù)Masuoka等所披露的FFT前組合分集，在具有延遲擴(kuò)展的多徑傳播模型中，因為由信號空間所執(zhí)行的組合的結(jié)果未必能有效地將信噪比(SNR)最大化，該信號空間由特征矢量進(jìn)行處理，所以，可能無法充分地實現(xiàn)分集增益。根據(jù)Matsuoka等所披露的FFT后組合分集，由于高分集增益而提高了接收性能。
S.Hara、M.Budsabathon和Y.Hara，“A pre-FFT OFDM adaptiveantenna array with eigenvector combining”，IEEE InternationalConference on Communications 2004，vol.4，pp.2412-2416，June 2004，建議了在FFT后組合分集中的電路規(guī)模簡化和改善特征惡化(characteristic degradation)的方法，特征惡化是因為獲取到分集權(quán)重時訓(xùn)練信號的采樣數(shù)量很小而導(dǎo)致的。當(dāng)通過使用FFT之后的信號計算分集權(quán)重時，為了抑制干擾，如果要使用任何自適應(yīng)算法，則需要在接收信號和已知信號之間執(zhí)行相關(guān)計算。因此，如果訓(xùn)練信號的采樣數(shù)量很小，則不能充分地執(zhí)行平均化，這意味著分集權(quán)重不會收斂到一個最佳值。
根據(jù)Hara等，在FFT之前執(zhí)行特征分解，以及將包括最大特征值在內(nèi)的K(K≤N)個特征值用于形成各個不同的特征向量波束。將K個特征向量波束的輸出輸入給FFT單元，從而執(zhí)行K個分支子載波分集組合。將大于預(yù)定門限的若干個特征值選擇為K個特征值。當(dāng)輸入信號的角展度(angular spread)很大時，第二或下一個特征值也會變得很大。因此，通過不僅使用最大特征值而且還使用第二或下一個特征值，將可以高效地利用預(yù)期信號的能量，從而實現(xiàn)與FFT后組合分集相似的性能。
由Matsuoka等所披露的FFT后組合分集在其接收性能上具有優(yōu)勢，然而，F(xiàn)FT和分集組合權(quán)重的數(shù)量隨著天線數(shù)量增加而增加。因此，在使用數(shù)千個子載波的無線通信系統(tǒng)中，例如數(shù)字地面廣播，接收機(jī)的電路復(fù)雜度變得非常巨大。
在由Hara等所披露的FFT后組合分集中，因為大于門限值的特征值數(shù)量依賴角展度和延遲擴(kuò)展而變化，所以，選擇了子載波分集的分支的數(shù)量。因此，需要最大量地提供與天線數(shù)量相同數(shù)量的FFT單元和分集組合單元。另外，包括在FFT之前的特征分解的權(quán)重組合處理是必要的。因此，這并不意味著由Hara等所披露的FFT后組合分集比由Matsuoka等所披露的普通FFT后組合分集具有較小的電路規(guī)模。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供了一種分集接收機(jī)裝置，所述分集接收機(jī)裝置包括N個天線，用于接收正交頻分信號；N個數(shù)字濾波器，用于過濾由所述N個天線所接收的信號，從而減小由所述N個天線所接收的各信號的延遲擴(kuò)展，以得到濾波信號；K(K≤N)個波束成形單元，通過使用組合權(quán)重，將所述濾波信號進(jìn)行波束組合處理；分解單元，用于將所述濾波信號進(jìn)行特征分解，從而產(chǎn)生N個特征值；權(quán)重設(shè)定單元，用于從所產(chǎn)生的N個特征值中以遞減次序選擇K個特征值，從而分別將與所述K個特征值相對應(yīng)的特征矢量設(shè)為所述波束成形單元的組合權(quán)重；K個快速傅里葉變換(FFT)單元，用于將所述波束成形單元的輸出信號進(jìn)行快速傅里葉變換，從而得到FFT信號；以及，分集組合單元，用于組合所述FFT信號，從而產(chǎn)生調(diào)制信號。


圖1是根據(jù)本發(fā)明第一實施例的分集接收機(jī)的框圖；圖2的框圖詳細(xì)示出了圖1中所示的分集組合單元；圖3示出了在多徑環(huán)境下的延遲分布圖(delay profile)、通過數(shù)字濾波器之后的延遲分布圖以及MMSE組合之后的延遲分布圖的例子；
圖4的框圖示出了本發(fā)明另一實施例的數(shù)字濾波器；圖5的框圖示出了本發(fā)明另一實施例的數(shù)字濾波器；圖6示出了在具有較大延遲擴(kuò)展的多徑環(huán)境下延遲分布圖的例子；圖7示出了在使用參考信號的情況下MMSE組合之后的延遲分布圖的例子，該參考信號負(fù)載著具有較小延遲時間的延遲波；圖8是根據(jù)本發(fā)明另一實施例的分集接收機(jī)裝置的框圖。
具體實施例方式
下面，參考附圖將詳細(xì)描述本發(fā)明的實施例。
圖1是根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的分集接收機(jī)裝置，在該例子中其使用了N＝4個天線。天線11至14接收OFDM信號和輸出所接收的信號。通過未示出的射頻電路和模數(shù)轉(zhuǎn)換器，將來自天線11至14的接收信號變換成數(shù)字信號，以及將其輸入給數(shù)字濾波器15至18。
數(shù)字濾波器15至18執(zhí)行濾波處理，從而減小接收信號的延遲擴(kuò)展和提高SNR或信干比(SIR)。圖1的例子中的數(shù)字濾波器15至18各有一個帶抽頭的延遲線(TDL)20、乘法器21A和21B、加法器22以及濾波器系數(shù)設(shè)定單元23。將包括乘法器21A和21B以及加法器22的一部分稱為加權(quán)加法器。
也將這種數(shù)字濾波器15至18稱為有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器、橫向濾波器或匹配濾波器。
在乘法器21A和21B中，將來自天線11至14的接收信號和來自TDL 20的抽頭的輸出信號乘以由濾波器系數(shù)設(shè)定單元23設(shè)定的濾波器系數(shù)。將來自乘法器21A和21B的輸出信號在加法器22中進(jìn)行相加，并且將其從數(shù)字濾波器15至18中輸出。濾波器系數(shù)設(shè)定單元23根據(jù)來自天線11至14的接收信號和來自TDL 20的輸出信號，來確定濾波器系數(shù)，以及將該濾波器系數(shù)提供給乘法器21A和21B。濾波器系數(shù)設(shè)定單元23針對各天線11至14分別計算濾波器系數(shù)。后面將詳細(xì)解釋濾波器系數(shù)的計算方法。
圖1中的TDL 20將抽頭的數(shù)目L設(shè)為1，然而L也可以是多個。在窄帶通信系統(tǒng)中，當(dāng)基于實際測量構(gòu)建偽延遲路徑模型時，經(jīng)常假設(shè)一個2路徑衰減模型。這是因為，伴隨著帶寬限制的時間分辨率是粗略的，并且，采用兩個波來近似多個延遲路徑是足夠的。因此，通過設(shè)定L＝1，可以將數(shù)字濾波器15至18實現(xiàn)為匹配濾波器，其降低最小電路規(guī)模的延遲擴(kuò)展。
在該例子中，將來自數(shù)字濾波器15至18的輸出信號輸入給第一波束成形單元31和第二波束成形單元32。
通過在波束成形單元31和32中乘法器33至36的組合權(quán)重，來自數(shù)字濾波器15至18的輸出信號得以復(fù)合加權(quán)，隨后將其通過加法器37進(jìn)行相加。從波束成形單元31和32中，可以獲得與具有不同方向性的多個接收波束(也稱之為特征波束)相對應(yīng)的輸出信號(波束輸出)。波束成形單元31和32中的組合權(quán)重如下進(jìn)行設(shè)定。
通過特征分解單元38，將來自數(shù)字濾波器15至18的濾波信號進(jìn)行特征分解。例如，特征分解單元38確定由數(shù)字濾波器15至18的濾波信號給出的接收信號向量的4×4空間相關(guān)矩陣，然后確定四個特征值λ1至λ4(λ1＞λ2＞λ3＞λ4)和與特征值λ1至λ4相對應(yīng)的特征向量。權(quán)重設(shè)定單元39將與最大特征值λ1相對應(yīng)的特征向量設(shè)為第一波束成形單元31的組合權(quán)重。另外，權(quán)重設(shè)定單元39將與第二個最大特征值λ2相對應(yīng)的特征向量設(shè)為第二波束成形單元32的組合權(quán)重。
通過FFT單元41和42，將來自波束成形單元31和32的輸出信號分別進(jìn)行快速傅里葉變換(FFT)，從而將其變換為處于頻域中的信號，即變換為子載波信號。將來自FFT單元41和42的輸出信號輸入給分集組合單元43，其針對各子載波執(zhí)行分集組合，從而產(chǎn)生伴隨傳輸OFDM信號的數(shù)據(jù)44。
圖2示出了分集組合單元43的具體例子。以子載波為單位，由權(quán)重設(shè)定單元54設(shè)定的權(quán)重在乘法器51和52中與來自FFT單元41和42的輸出信號進(jìn)行相乘。將來自乘法器51和52的輸出信號在加法器53中進(jìn)行相加，然后由解調(diào)器55進(jìn)行解調(diào)，從而輸出所產(chǎn)生的數(shù)據(jù)44。
在根據(jù)本實施例的分集接收機(jī)裝置中，數(shù)字濾波器15至18收集處于各天線11至14的接收信號中的延遲路徑分量的能量，從而產(chǎn)生具有增強(qiáng)SNR的輸出信號。接下來，在波束成形單元31和32中，將兩個特征向量作為組合權(quán)重，對來自數(shù)字濾波器15至18的輸出信號進(jìn)行組合加權(quán)，所述兩個特征向量分別與最大特征值和第二個最大特征值相對應(yīng)，從而形成具有更進(jìn)一步提高的SNR的接收波束。通過FFT單元41和42以及分集組合單元43，對與來自波束成形單元31和32的各接收波束相對應(yīng)的輸出信號執(zhí)行FFT后子載波組合分集。
因此，通過使用分別位于波束成形單元31和32之后的兩個FFT單元和分集組合單元43中的乘法器51和52，在少于天線11至14的數(shù)量的機(jī)構(gòu)中，可以實現(xiàn)與針對來自四個天線的接收信號執(zhí)行直接FFT后組合分集相同的效果。換句話說，可以得到具有高分集增益的高接收質(zhì)量，同時明顯減小電路規(guī)模。此外，在一些情況下，也可以實現(xiàn)其它方面的提高，例如減小功耗和簡化運(yùn)算。在圖1的例子中，天線11至14的數(shù)量N示為4以及波束成形單元31和32的數(shù)量示為2。然而，根據(jù)所要求的質(zhì)量提高程度，可以改變天線和波束成形單元的數(shù)量。
接下來，將要解釋數(shù)字濾波器15至18中的濾波器系數(shù)設(shè)定單元23的濾波器系數(shù)的計算方法。數(shù)字濾波器15至18形成例如使用接收信號的相關(guān)處理的匹配濾波器。如圖3所示，當(dāng)假定多徑傳播模型具有兩個路徑分量201和202時，對接收信號x(t)的復(fù)共軛x*(t)和信號x(t-T)相乘所得到的值取總體平均值，其中，x(t)被延遲了持續(xù)時間T。
y＝E[x*(t)x(t-T)] (1)在這種情況下，向量h＝[1，y]表示用于多徑傳播的數(shù)字濾波器15至18的濾波器系數(shù)。這里，通過把用于提供給乘法器21A和21B的權(quán)重設(shè)為h/|h|，如圖3B所示對延遲路徑進(jìn)行組合。這里，|h|是h的模。換句話說，當(dāng)圖3A中的路徑分量201是第一到達(dá)波分量并且路徑分量202是延遲波分量時，通過數(shù)字濾波器15至18將路徑分量202的一部分能量收集到路徑分量201的延遲時間位置，即，圖3B中的路徑分量204的位置。當(dāng)圖3B中的路徑分量204是期望分量并且其它路徑分量203和205是非期望分量時，可以將路徑分量204的信號功率/(路徑分量203+路徑分量205)的信號功率視為具有期望分量的SNR。因此，通過數(shù)字濾波器15至18提高了SNR。
在碼分多址(CDMA)中，在接收端處只對各延遲路徑分量進(jìn)行提取。因為在接收延遲補(bǔ)償之后在相同相位中對這些延遲路徑分量進(jìn)行組合，所以，延遲路徑分量被完全消除。同時，當(dāng)如本實施例一樣使用OFDM時，采樣之間的(延遲)干擾分量保留在接收端中。然而，基本上，在OFDM中，在FFT之后對各子載波補(bǔ)償延遲干擾分量時沒有影響。因此，當(dāng)從天線11至14中將接收信號處理延遲擴(kuò)展輸出時，通過數(shù)字濾波器15至18將各天線的接收信號中包括的延遲波分量的能量收集在某一確定延遲時間的部分中，從而提高期望波的SNR。
如在圖1的例子中所示，在TDL 20具有一個抽頭的情況下，當(dāng)剩余干擾分量變得相對較大時，N個特征值彼此相關(guān)閉。由于該原因，當(dāng)僅采用與最大特征值和第二個最大特征值相對應(yīng)的特征向量執(zhí)行子載波分集時，分集增益會有稍許丟失。然而，基本上，由于通過將組合接收從兩個增加到四個分支所獲得的增益改善小于通過將接收從一個增加到兩個組合分支所獲得的分集增益提高，所以，根據(jù)電路復(fù)雜度和性能之間折衷的觀點，可以保持優(yōu)勢。
在寬帶無線通信系統(tǒng)中，當(dāng)在數(shù)字濾波器15至18的先前級中執(zhí)行的模數(shù)轉(zhuǎn)換的采樣速率很高時，延遲波的時間分辨率也變得很高，這樣看起來好像有很多輸入延遲路徑。在這種情況下，通過增加數(shù)字濾波器15至18的抽頭L的數(shù)量，可以將接收信號的分散信號能量收集起來。在輸入延遲波具有較大延遲時間而時間分辨率相同的情況下，這也是有效的。
圖4示出了數(shù)字濾波器15的另一例子。該例子也適用于其它數(shù)字濾波器16至18。圖1中的抽頭的數(shù)量L是一個，然而，圖4中的L多于兩個。在這種情況下，如下確定濾波器系數(shù)。
將接收信號x(t)的復(fù)共軛x*(t)與x(t)被延遲了iτ(i＝1，…，L-1)的信號相乘，從而對該值取總體平均值。
yi＝E[x*(t)x(t-iτ)]其中，向量h＝[1，y1，…，yL-1]表示多徑傳播的匹配濾波器系數(shù)。把提供給數(shù)字濾波器15至18的乘法器21的權(quán)重確定為h/|h|。這樣，通過將抽頭的數(shù)量L設(shè)為多于兩個，可以高效地收集到具有多于兩個路徑的延遲波分量。
圖5示出了數(shù)字濾波器15的另一實施例。該例子也適用于其它數(shù)字濾波器16至18。即使如圖4所示的抽頭的數(shù)量L多于兩個，在一些情況下，延遲路徑不存在于L個中，或因為P(P＜L)條延遲路徑是主要的，從而其它延遲路徑的電平就會很小。在這種情況下，如圖5所示的數(shù)字濾波器是有效的。在圖5中，添加了信道估計單元。
信道估計單元24通過估計信道響應(yīng)(接收信號的延遲分布圖)，對由延遲波處理的近似幅度電平和延遲時間進(jìn)行觀測。濾波器系數(shù)設(shè)定單元23只設(shè)定與延遲時間τ’p相對應(yīng)的抽頭的濾波器系數(shù)，信道估計單元24所觀測的延遲波具有所述延遲時間。過去曾提出了用于估計延遲分布圖的不同方法?；瑒酉嚓P(guān)方法是其中的一種方法，其中，給定信號和接收信號彼此隨時間而偏移，同時獲得兩信號之間的相關(guān)性。也可以使用以下一種方法，即，通過獲取FFT頻域中的各子載波的信道響應(yīng)和對頻域的信道響應(yīng)施加IFFT來估計延遲分布圖。這里，當(dāng)如下所示將向量h＝[1，y1，y2，…，yp]賦予τ’p的相關(guān)值時，可以獲得濾波器系數(shù)h/|h|。
yp＝E[x*(t)x(t-τ’p)](p＝1，2，…，P)為了將其識別為延遲路徑，將門限Ath賦予幅度電平，以及，僅當(dāng)延遲分布圖的幅度電平大于Ath時，才認(rèn)為路徑存在于延遲分布圖的延遲時間的位置中，從而對相應(yīng)的抽頭的濾波器系數(shù)執(zhí)行相關(guān)處理和計算。將0賦予其它的抽頭以作為它們的濾波器系數(shù)。當(dāng)然，也可以將開關(guān)處理用于結(jié)束相應(yīng)處理電路和乘法器的操作，即，切斷輸入電流。
這樣，通過將數(shù)字濾波器中的有效抽頭的數(shù)量設(shè)為可變的，即使在傳播隨時間而變化以及延遲路徑的數(shù)量改變的的通信環(huán)境中，也可以高效地收集所有可用的延遲波分量，同時使得功耗最小化。
在計算濾波器系數(shù)的另一種方法中，使用最小均方誤差(MMSE)運(yùn)算來確定濾波器系數(shù)，從而使得接收信號和參考信號之間的誤差最小化。例如，參考信號是導(dǎo)頻信號或前導(dǎo)碼信號，其是接收端處的已知信號。如果接收信號對各天線具有延遲擴(kuò)展，則通過使用MMSE運(yùn)算，可以抑制各天線的各延遲路徑分量，因此，能夠只對第一到達(dá)波分量進(jìn)行同相組合。這樣，可以將天線的頻率選擇性衰落產(chǎn)生的影響等效于平坦衰落產(chǎn)生的影響，因此能夠增大所有特征值的差異。換句話說，可以使最大特征值和第二個最大特征值波束中包括的信號能量最大化，這樣，可以提高子載波組合的分集增益。這可以理解為將圖3A中的延遲分布圖描繪為圖3C中所示的延遲分布圖。至于MMSE的具體運(yùn)算的例子，有采樣矩陣求逆(SMI)和最小均方(LMS)。
即使某一延遲路徑如上述進(jìn)行保持，OFDM信號的接收性能也是不變的。由于該原因，在一些情況下，負(fù)載有高能量的延遲路徑分量比完全去除延遲路徑分量和消除期望波分量的能量也許更有利。這可以通過MMSE運(yùn)算，使用參考信號執(zhí)行訓(xùn)練而實現(xiàn)，所述參考信號也包括多個延遲路徑分量。例如，這可以理解為通過使用參考信號的均衡化而執(zhí)行MMSE組合，所述參考信號在具有如圖6中所示的較大延遲擴(kuò)展的多徑環(huán)境下負(fù)載著具有較小延遲時間的延遲波，從而呈現(xiàn)出如圖7中所示的延遲分布圖。這里，參考信號假定了通過利用已知符號序列的延遲分布圖，使用所獲取的延遲時間和各通道的衰減量、相位旋轉(zhuǎn)量等，從而獲得與已知信號相組合的副本。
(第二實施例)圖8是根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的分集接收機(jī)裝置，其與圖1的不同之處在于，它具有M(M＞2)個波束成形單元31至3M。換句話說，來自數(shù)字濾波器15至18的輸出信號輸入給波束成形單元31至3M。波束成形單元31至3M與圖1中的波束成形單元31和32一樣，都具有乘法器33至36和加法器37。
權(quán)重設(shè)定單元39確定與特征值λ1至λ4(λ1＞λ2＞λ3＞λ4)相對應(yīng)的特征向量，所述特征值λ1至λ4是由特征值分解單元38確定的，并且將與最大特征值λ1相對應(yīng)的特征向量設(shè)為第一波束成形單元31的組合權(quán)重。另外，權(quán)重設(shè)定單元39將與第二個最大特征值λ2相對應(yīng)的特征向量設(shè)為波束成形單元32的組合權(quán)重。類似地，后面，將與第J個最大特征值λJ相對應(yīng)的特征向量設(shè)為第J波束成形單元3J的組合權(quán)重。
通過FFT單元41至4M，將來自波束成形單元31至3M的輸出信號進(jìn)行快速傅里葉變換，從而將其變換為頻域信號，即，變換為子載波信號。分集組合單元43對來自FFT單元41至4M的輸出信號的子載波執(zhí)行分集組合，從而產(chǎn)生數(shù)據(jù)44。
這里，J是大于門限R的特征值的數(shù)量，并且是在J＜M的范圍內(nèi)的可變整數(shù)。權(quán)重設(shè)定單元39為第一至第J波束成形單元31至3J設(shè)定總共J個組合權(quán)重，以及，將其它波束成形單元3(J+1)至3M的(M-J)個組合權(quán)重設(shè)為0。如果不將(M-J)個組合權(quán)重設(shè)為0，波束成形單元3(J+1)至3M也可以處于斷開狀態(tài)，即，可以關(guān)掉波束成形單元3(J+1)至3M的電源。
根據(jù)上述第二實施例，通過使用J特征波束，在例如特征值分散較大的情況下，與選擇K個的情況相比，可以使能量損失最小化。
在上述實施例中，把分集接收機(jī)裝置視為用作接收終端。然而，它也可以應(yīng)用為轉(zhuǎn)發(fā)器裝置。這是因為來自各波束成形單元31至3M的輸出信號是OFDM信號，該信號具有比從天線11至14輸出的接收信號高的SNR。作為用于數(shù)字地面廣播的一種中繼技術(shù)，單頻網(wǎng)(SFN)是已知的，其中相同頻率用于中繼接收和發(fā)射。在SFN轉(zhuǎn)發(fā)器裝置中，經(jīng)由接收天線將從上方站(主臺)傳輸來的OFDM信號和來自轉(zhuǎn)發(fā)器裝置的發(fā)射天線的反射(echo-back)信號進(jìn)行輸入，優(yōu)選的是，在去除了反射分量后，將來自發(fā)射天線的發(fā)射信號輸出而重新發(fā)射。也就是說，提高SNR的操作在轉(zhuǎn)發(fā)器裝置中進(jìn)行之后，執(zhí)行重新發(fā)射。
根據(jù)另一方法，為了消除反射信號的影響，將接收的OFDM信號進(jìn)行OFDM解調(diào)。此外，根據(jù)需要在施加糾錯解調(diào)后，再次進(jìn)行OFDM調(diào)制，從而執(zhí)行重新發(fā)射。在該方法中，在解調(diào)時會發(fā)生較大延遲(從大約幾百μsec到1msec)，大約是與綜合業(yè)務(wù)數(shù)字廣播(ISDB-T)的FFT尺寸相對應(yīng)有效符號長度尺寸。因此，當(dāng)重新發(fā)射的信號與沒有通過轉(zhuǎn)發(fā)器裝置而到達(dá)接收端的信號相干擾時，對于SFN不能采用該方法。因此，需要通過OFDM解調(diào)處理來提高SNR，具體而言，沒有使用FFT處理且僅在時域中，以及，另外，優(yōu)選地需要通過具有較小處理延遲和吞吐量的方法來提高SNR。該需要可以通過使用FFT單元的在先部分來滿足，因為它用于SFN轉(zhuǎn)發(fā)器設(shè)備，從而能夠獲得良好的轉(zhuǎn)發(fā)放大質(zhì)量。
在上述實施例中所解釋的分集接收機(jī)裝置不僅可以應(yīng)用于數(shù)字地面廣播接收機(jī)，而且也可以應(yīng)用于使用OFDM的不同無線通信系統(tǒng)，例如IEEE 802.11a和IEEE 802.11n，其是無線LAN標(biāo)準(zhǔn)，{802.16是針對無線城域網(wǎng)(MAN)規(guī)范而制定的標(biāo)準(zhǔn)}，以及多載波CDMA系統(tǒng)等等。在任一應(yīng)用中，也可以實現(xiàn)接收質(zhì)量的提高以及復(fù)雜度的簡化。
如上所述，通過使用數(shù)字濾波器，可以等效地減小接收信號的延遲擴(kuò)展，因此增大所有特征值的差異性。也就是說，因為可以將最大特征值和第二個最大特征值的波束中包括的期望信號的能量最大化，所以可以增大分集增益，同時使K值盡可能小。因此，可以用小電路規(guī)模實現(xiàn)良好的接收性能。
對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說，其他優(yōu)點和修改是很容易想到的。因此，按照較寬范的方面，本發(fā)明不限于這里給出和描述的具體細(xì)節(jié)和有代表性的實施例。所以，在不偏離所附權(quán)利要求及其等同物所定義的總體發(fā)明構(gòu)思的精神或保護(hù)范圍的前提下，可以做出各種修改。
權(quán)利要求
1.一種分集接收機(jī)裝置，包括N個天線，用于接收正交頻分信號；N個數(shù)字濾波器，用于過濾由所述N個天線所接收的信號，從而減小所述N個天線所接收的各信號的延遲擴(kuò)展，以得到濾波信號；K(K≤N)個波束成形單元，通過使用組合權(quán)重將所述濾波信號進(jìn)行波束組合處理；分解單元，用于將所述濾波信號進(jìn)行特征分解，從而產(chǎn)生N個特征值；權(quán)重設(shè)定單元，用于從所產(chǎn)生的N個特征值中以遞減次序選擇K個特征值，從而分別將與所述K個特征值相對應(yīng)的特征矢量設(shè)為所述波束成形單元的組合權(quán)重；K個快速傅里葉變換(FFT)單元，用于將所述波束成形單元的輸出信號進(jìn)行快速傅里葉變換，從而得到FFT信號；以及組合單元，用于組合所述FFT信號，從而產(chǎn)生調(diào)制信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述權(quán)重設(shè)定單元從所述N個特征值中選擇大于預(yù)定第一門限值的特征值作為所述K個特征值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述數(shù)字濾波器具有帶抽頭的延遲線，所述各帶抽頭的延遲線分別具有至少一個抽頭，從而延遲由所述N個天線所接收的信號；濾波器系數(shù)設(shè)定單元，用于設(shè)定濾波器系數(shù)，從而將由所述N個天線所接收的信號和由所述帶抽頭的延遲線所延遲的信號進(jìn)行加權(quán)相加；以及加權(quán)加法器，使用所述濾波器系數(shù)，將由所述N個天線所接收的信號和所延遲的信號進(jìn)行加權(quán)相加。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述數(shù)字濾波器具有帶抽頭的延遲線，所述各帶抽頭的延遲線具有多個抽頭，從而延遲由所述N個天線所接收的信號；加權(quán)加法器，根據(jù)預(yù)定濾波器系數(shù)，將由所述N個天線所接收的信號和來自所述多個抽頭的輸出信號進(jìn)行加權(quán)相加；估計單元，估計由所述N個天線所接收的各信號的信道響應(yīng)，從而得到由所述N個天線所接收的各信號中包括的延遲波的幅度電平和延遲時間；以及濾波器系數(shù)設(shè)定單元，根據(jù)所述延遲時間和幅度電平而改變所述加權(quán)加法器的有效抽頭的數(shù)量，以及，將所述濾波器系數(shù)只設(shè)給來自所述多個抽頭的所述輸出信號中來自所述有效抽頭的輸出信號。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述濾波器系數(shù)設(shè)定單元通過所述多個抽頭中的一個抽頭，針對一個延遲信號將濾波器系數(shù)設(shè)為0，所述抽頭與具有低于預(yù)定第二門限的幅度電平的延遲波的延遲時間相對應(yīng)。
6.一種分集接收機(jī)裝置，包括N個天線，用于接收正交頻分信號；N個數(shù)字濾波器，用于過濾由所述N個天線所接收的信號，從而將由所述數(shù)字濾波器所獲得的濾波信號的信干比最大化；K(K≤N)個波束成形單元，通過使用組合權(quán)重將所述濾波信號進(jìn)行波束組合處理；分解單元，用于將所述濾波信號進(jìn)行特征分解，從而產(chǎn)生N個特征值；權(quán)重設(shè)定單元，用于從所產(chǎn)生的N個特征值中以遞減次序選擇K個特征值，從而分別將與所述K個特征值相對應(yīng)的特征矢量設(shè)為所述波束成形單元的組合權(quán)重；以及K個快速傅里葉變換(FFT)單元，用于將所述波束成形單元的輸出信號進(jìn)行快速傅里葉變換，從而得到FFT信號。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述權(quán)重設(shè)定單元從所述N個特征值中選擇大于預(yù)定第一門限值的特征值作為所述K個特征值。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述數(shù)字濾波器具有帶抽頭的延遲線，所述各帶抽頭的延遲線分別具有至少一個抽頭，從而延遲由所述N個天線所接收的信號；濾波器系數(shù)設(shè)定單元，用于設(shè)定濾波器系數(shù)，從而將由所述N個天線所接收的信號和由所述帶抽頭的延遲線所延遲的信號進(jìn)行加權(quán)相加；以及加權(quán)加法器，通過使用所述濾波器系數(shù)，將由所述N個天線所接收的信號和所延遲的信號進(jìn)行加權(quán)相加。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述數(shù)字濾波器具有帶抽頭的延遲線，所述各帶抽頭的延遲線具有多個抽頭，從而延遲由所述N個天線所接收的信號；加權(quán)加法器，根據(jù)預(yù)定濾波器系數(shù)，將由所述N個天線所接收的信號和來自所述多個抽頭的輸出信號進(jìn)行加權(quán)相加；估計單元，估計由所述N個天線所接收的各信號的信道響應(yīng)，從而得到由所述N個天線所接收的各信號中包括的延遲波的幅度電平和延遲時間；以及濾波器系數(shù)設(shè)定單元，根據(jù)所述延遲時間和幅度電平而改變所述加權(quán)加法器的有效抽頭的數(shù)量，以及，將所述濾波器系數(shù)只設(shè)給來自所述多個抽頭的所述輸出信號中來自所述有效抽頭的輸出信號。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述濾波器系數(shù)設(shè)定單元通過所述多個抽頭中的一個抽頭，針對一個延遲信號將濾波器系數(shù)設(shè)為0，所述抽頭與具有低于預(yù)定第二門限的幅度電平的延遲波的延遲時間相對應(yīng)。
11.一種分集接收機(jī)裝置，包括N個天線，用于接收正交頻分信號；N個數(shù)字濾波器，用于過濾由所述N個天線所接收的信號，從而將由所述數(shù)字濾波器所獲得的濾波信號的信噪比最大化；K(K≤N)個波束成形單元，通過使用組合權(quán)重將所述濾波信號進(jìn)行波束組合處理；分解單元，用于將所述濾波信號進(jìn)行特征分解，從而產(chǎn)生N個特征值；權(quán)重設(shè)定單元，用于從所產(chǎn)生的N個特征值中以遞減次序選擇K個特征值，從而分別將與所述K個特征值相對應(yīng)的特征矢量設(shè)為所述波束成形單元的組合權(quán)重；以及K個快速傅里葉變換(FFT)單元，用于將所述波束成形單元的輸出信號進(jìn)行快速傅里葉變換，從而得到FFT信號。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述權(quán)重設(shè)定單元從所述N個特征值中選擇大于預(yù)定第一門限值的特征值作為所述K個特征值。
13.根據(jù)權(quán)利要求11所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述數(shù)字濾波器具有帶抽頭的延遲線，所述各帶抽頭的延遲線分別具有至少一個抽頭，從而延遲由所述N個天線所接收的信號；濾波器系數(shù)設(shè)定單元，用于設(shè)定濾波器系數(shù)，從而將由所述N個天線所接收的信號和由所述帶抽頭的延遲線所延遲的信號進(jìn)行加權(quán)相加；以及加權(quán)加法器，通過使用濾波器系數(shù)，將由所述N個天線所接收的信號和所延遲的信號進(jìn)行加權(quán)相加。
14.根據(jù)權(quán)利要求11所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述數(shù)字濾波器具有帶抽頭的延遲線，所述各帶抽頭的延遲線具有多個抽頭，從而延遲由所述N個天線所接收的信號；加權(quán)加法器，根據(jù)預(yù)定濾波器系數(shù)，將由所述N個天線所接收的信號和來自所述多個抽頭的輸出信號進(jìn)行加權(quán)相加；估計單元，估計由所述N個天線所接收的各信號的信道響應(yīng)，從而獲得由所述N個天線所接收的各信號中包括的延遲波的幅度電平和延遲時間；以及濾波器系數(shù)設(shè)定單元，根據(jù)所述延遲時間和幅度電平而改變所述加權(quán)加法器的有效抽頭的數(shù)量，以及，將所述濾波器系數(shù)只設(shè)給來自所述多個抽頭的所述輸出信號中來自所述有效抽頭的輸出信號。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的分集接收機(jī)裝置，其中，所述濾波器系數(shù)設(shè)定單元通過所述多個抽頭中的一個抽頭，針對一個延遲信號將濾波器系數(shù)設(shè)為0，所述抽頭與具有低于預(yù)定第二門限的幅度電平的延遲波的延遲時間相對應(yīng)。
全文摘要
一種分集接收機(jī)裝置，包括N個天線，用于接收OFDM信號；N個數(shù)字濾波器，用于過濾所述N個天線接收的信號，從而減小延遲擴(kuò)展；K(K≤N)個波束成形單元，通過使用組合權(quán)重，將所述濾波信號進(jìn)行波束成形處理；特征分解單元，用于將所述濾波信號進(jìn)行特征分解，從而產(chǎn)生N個特征值；權(quán)重設(shè)定單元，從所產(chǎn)生的N個特征值中以遞減次序選擇K個特征值，從而將分別與所述K個特征值相對應(yīng)的特征矢量設(shè)為所述波束成形單元的組合權(quán)重；K個FFT單元，用于將所述波束成形單元的輸出信號進(jìn)行快速傅里葉變換，從而輸出FFT信號；分集組合單元，用于組合所述FFT信號。
文檔編號H04B1/16GK1885848SQ20061009181
公開日2006年12月27日 申請日期2006年5月29日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月24日
發(fā)明者松岡秀浩, 笠見英男, 鶴田誠, 村上康 申請人:株式會社東芝