用于高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)時(shí)變信道的多采樣率自適應(yīng)均衡技術(shù)的制作方法
【專(zhuān)利摘要】名稱(chēng)為用于高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)時(shí)變信道的多采樣率自適應(yīng)均衡技術(shù)，所屬技術(shù)領(lǐng)域?yàn)橥ㄐ殴こ?。本?xiàng)技術(shù)是提供一種用來(lái)處理高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)時(shí)變信道影響的自適應(yīng)濾波技術(shù)。通過(guò)反復(fù)“刷式”更新過(guò)程，在Turbo軟解碼器的輔助下，對(duì)相位和濾波權(quán)重進(jìn)行調(diào)整。重采樣(Resampling)結(jié)構(gòu)對(duì)于信道矩陣的特征值(Eigenvalue)具有向“1”處收斂的作用，明顯改善了信道矩陣的條件數(shù)(condition number)。經(jīng)過(guò)濾波后，觀察濾波符號(hào)的星座圖可以看出對(duì)于BPSK的發(fā)送符號(hào)，帶有重采樣結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)可以較為清楚的恢復(fù)出BPSK的星座分布，其中重復(fù)刷式更新可以進(jìn)一步優(yōu)化濾波效果?？梢杂糜谕苿?dòng)海底石油勘探、潛艇水下通信、水下傳感器遠(yuǎn)程采集、海洋污染監(jiān)測(cè)、海岸水下監(jiān)測(cè)網(wǎng)、水下無(wú)人機(jī)器人控制等領(lǐng)域的發(fā)展。
【專(zhuān)利說(shuō)明】用于高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)時(shí)變信道的多采樣率自適應(yīng)均衡 技術(shù) 所屬技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 通信工程。
【背景技術(shù)】
[0002] 無(wú)線通信系統(tǒng)大多采用低相對(duì)帶寬系統(tǒng)，即通信系統(tǒng)的頻率絕對(duì)帶寬與載波的中 心頻率的比值較低（例如< 10% )。比如，當(dāng)前廣泛采用的基于IEEE 802. 11標(biāo)準(zhǔn)的WiFi 無(wú)線局域網(wǎng)絡(luò)設(shè)備的中心頻率為2. 4GHz，而其標(biāo)準(zhǔn)基帶帶寬只有W = 20MHz，其相對(duì)帶 寬只有大概λ =W/f；= 0.83%。與之相對(duì)的，高相對(duì)帶寬的通信系統(tǒng)的絕對(duì)帶寬與載波 的中心頻率的比值一般超過(guò)25%，比如追求高分辨率的超寬帶雷達(dá)系統(tǒng)。其他高相對(duì)帶寬 的通信系統(tǒng)還包括軍事領(lǐng)域的超/極低頻無(wú)線電通信系統(tǒng)，和遠(yuǎn)距離水下聲波通信系統(tǒng)。 例如采用4kHz~8kHz頻段的水聲通信系統(tǒng)，W = 4kHz，fe= 6kHz，則相對(duì)帶寬高達(dá)λ = 66%，是一個(gè)典型的高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)。
[0003] 高速運(yùn)動(dòng)的通信終端將對(duì)通信系統(tǒng)都帶來(lái)多普勒效應(yīng)，從而帶來(lái)信道的時(shí)變性。 在低相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)中，多普勒效應(yīng)表現(xiàn)為頻率偏移，對(duì)于這種頻率偏移的補(bǔ)償技術(shù)已 經(jīng)得到了充分的研究和成功案例，例如對(duì)于基于DVB-Η技術(shù)的移動(dòng)電視廣播系統(tǒng)、4G移動(dòng) 手機(jī)通訊系統(tǒng)等。然而，高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)如何支持高速運(yùn)動(dòng)的通信終端還是一個(gè)亟待 解決的課題。已經(jīng)得到證實(shí)，在高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)中，多普勒效應(yīng)反應(yīng)的是波形伸縮因 子。
[0004] 首先，使用數(shù)學(xué)方式描述這種伸縮因子的存在。任何時(shí)變通信系統(tǒng)都可以描述 為：
[0005]
[0006] 其中為接收信號(hào)，只〇為發(fā)送信號(hào)，河〇為背景噪聲，而時(shí)變信道的沖擊響應(yīng) 可以具體表述為
[0007]
[0008] 這里的^是第1條路徑的衰減，而τ i (t)代表著伴隨第1條路徑的隨著時(shí)間變化 的延遲信息。
[0009] 如果我們假設(shè)，發(fā)送端沿著第1條路徑為徑向速度分量為Vl(T)，而接收端沿著第1 條路徑為徑向速度分量為 Vl(R)，那么我們可以具體表述τια)為
[0010]
[0011] 這里與時(shí)間無(wú)關(guān)的τ i表示第1條路徑的初始距離決定的延遲常量，而c則是傳 播速度，例如水聲傳播速度大概為c = 1500m/s。
[0012] 按照多普勒現(xiàn)象的物理性質(zhì)，我們定義與該第1條路徑對(duì)應(yīng)的多普勒伸縮因子為
[0013]
[0014] 例如，對(duì)于靜止發(fā)射段（即Vl(T)= 0)和20節(jié)徑向時(shí)速的接收端（即大約v /R) = 10. 28m/s)，將會(huì)最大產(chǎn)生伸縮因子約α 1= 1. 0069。至此我們可以修改時(shí)變的時(shí)延信息為
[0015]
[0016] 進(jìn)而將它代入信道的沖擊響應(yīng)h(t，τ)中，我們可以修改一般性的信道模型，重 新表達(dá)下述的信道模型，表達(dá)如下
[0017]
[0018] 因此可以看出伸縮因子（^對(duì)于信號(hào)s(t)產(chǎn)生了波形伸縮變形作用。同時(shí)由于多 條通信路徑，這個(gè)伸縮因子在不同路徑上反映為不同的數(shù)值，從而變現(xiàn)為"多伸縮多時(shí)延" 特點(diǎn)。對(duì)于這種時(shí)變信道，現(xiàn)在的均衡技術(shù)主要可以分為三類(lèi)。
[0019] (1)第一類(lèi)將"多伸縮"時(shí)變性使用頻率偏移的近似。但實(shí)際上，使用頻率偏移對(duì) 多普勒效應(yīng)進(jìn)行描述，是低相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)的一種合理近似。但是對(duì)于高相對(duì)帶寬通信 系統(tǒng)，這種做法只是一種不合理的近似方式。
[0020] 首先，從通信原理的數(shù)學(xué)基礎(chǔ)上闡明這種做法的不合理性。在忽略加性噪聲時(shí)，上 面帶有"多伸縮多時(shí)延"信道模型的等價(jià)頻率域的表達(dá)式如下：
[0021]
[0022] 這里α1= l+β i，用/)為F⑷的傅里葉變換，歹(/)為印)的傅里葉變換。如果 定義相對(duì)徑向速度％ = 4R) -<Τ)，根據(jù)傳播速度c 一般遠(yuǎn)大于通信終端的速度，我們有 那么根據(jù)
[0026] 注意，這里的頻率f在一定帶寬內(nèi)，即f e [flOT，fhigh]，而帶寬W = fhigh-flOT，中心
[0023]
[0024]
[0025] 頻率/ = /high + L，則相對(duì)帶寬為λ =w/f。。這樣頻率f的動(dòng)態(tài)范圍限制為 c 2
[0027]
[0028] 注意，對(duì)于低相對(duì)帶寬系統(tǒng)（即λ = W/f；<< 1)，變量β f~β f。，因此才允許 將通信系統(tǒng)公式近似地表述為
[0029]
[0030] 其中頻率偏移為ω1= β?·。。由上式可以看出，原有的多普勒伸縮因子對(duì)于低相 對(duì)帶寬系統(tǒng)的信號(hào)s(t)不再具備伸縮作用，而是表現(xiàn)為頻率偏移。
[0031] 然而，對(duì)于高相對(duì)帶寬系統(tǒng)，不可能將β?·近似為β?·。，無(wú)法獲得上面頻率偏移的 近似公式。在直觀上，我們假設(shè)一個(gè)只有兩個(gè)路徑的時(shí)變信道，并將具有高相對(duì)帶寬的信號(hào) 波形通過(guò)時(shí)變信道，其中第1信道帶有伸縮因子 α :=0.99而第1信道帶有伸縮因子a i =1. 01。構(gòu)造該信道的頻域信道矩陣如下圖1 (a)所示，多普勒效應(yīng)作用于信號(hào)后體現(xiàn)為明 顯的變形。但是，使用低相對(duì)帶寬系統(tǒng)的頻率偏移來(lái)近似的話，如圖1(b)顯示的是頻率的 平行移動(dòng)。因此，兩者的區(qū)別很明顯，即在高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)中使用頻率偏移來(lái)近似多普 勒效應(yīng)是不合理的。
[0032] 第二類(lèi)是使用"單伸縮因子"近似"多伸縮"時(shí)變性。這類(lèi)方法使用單一的伸縮 因子和載波頻率偏移（CF0)對(duì)"多伸縮"時(shí)變信道進(jìn)行近似。例如近幾年A.-B. Salberg 等在 IEEE Transactions on Wireless Communications 發(fā)表的學(xué)術(shù)論文〈〈Doppler and frequency-offset synchronization in wideband OFDM〉〉，B. Li 等在 IEEE Journal of Oceanic Engineering 發(fā)表的學(xué)術(shù)論文〈〈Multicarrier communication over underwater acoustic channels with nonuniform Doppler shifts)), S. Yerramalli 等在 IEEE Transaction on Wireless Communications 發(fā)表的〈〈Optimal resampling of OFDM signals for multiscale-multilag underwater acoustic channels〉〉，這些前沿的石開(kāi)究工 作的共同點(diǎn)是使用單一的伸縮因子的處理方式對(duì)高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)的時(shí)變信道進(jìn)行處 理。
[0033] 第三類(lèi)并不對(duì)"多伸縮"時(shí)變性進(jìn)行近似，而是正視這種時(shí)變性從而提出處理方 式，但是這些工作還需要假設(shè)信道信息的已知性，例如Y. Jiang等在IEEE Transactions on signal processing 上發(fā)表的學(xué)術(shù)論文〈〈Discrete time-scale characterization of wideband time-varying systems》和 A. R. Margetts 等在 IEEE Transactions on Wireless Communications 發(fā)表的學(xué)術(shù)論文〈〈Joint scale-lag diversity in wideband mobile direct sequence spread spectrum systems》在理論上對(duì)使用"多伸縮"可以帶來(lái)的優(yōu) 勢(shì)做出了闡述。
【申請(qǐng)人】在IEEE Transactions on signal processing上發(fā)表的學(xué)術(shù)論文 ?Multi-Rate Block Transmission Over Wideband Multi-Scale Multi-Lag Channels)) 和在EURASIP Journal on Wireless Communications and Networking上發(fā)表的學(xué)術(shù)論文 《Iterative equalization for OFDM systems over wideband Multi-Scale Multi-Lag channels》利用"多伸縮"的優(yōu)勢(shì)對(duì)信道均衡技術(shù)做出了設(shè)計(jì)，但這些工作都需要假設(shè)信道 信息的已知性，或者對(duì)于這種多伸縮信道進(jìn)行預(yù)先估計(jì)（這種估計(jì)十分困難），因此實(shí)用性 不強(qiáng)。
[0034] 針對(duì)以上的問(wèn)題，本發(fā)明設(shè)計(jì)一種用于高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)時(shí)變信道的多采樣率 自適應(yīng)均衡技術(shù)。首先，多伸縮多時(shí)延的時(shí)變性被正視，不再使用頻率偏移或單一伸縮性進(jìn) 行近似，同時(shí)回避對(duì)于信道信息的預(yù)知性，這樣既能夠提高信道均衡的性能，又能提高信道 均衡的實(shí)用性。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0035] 首先介紹發(fā)射信號(hào)符號(hào)具體表述為
[0036]
[0037] 其中N(如N= 256)為數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度,f。為中心頻率，而sn為數(shù)據(jù)序列的符號(hào)或者訓(xùn) 練序列的符號(hào)。若乂為數(shù)據(jù)序列的序號(hào)集合，4為訓(xùn)練序列的序號(hào)集合，那么當(dāng)n e仏時(shí)Sn 為數(shù)據(jù)序列符號(hào)，當(dāng)neArp時(shí)snS訓(xùn)練序列符號(hào)。這里所有符號(hào)采用binary phase-shift keying(BPSK)，即
[0038]
η 、 '
[0039] 數(shù)據(jù)段以較長(zhǎng)的訓(xùn)練序列片段為起始，之后由訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)序列交叉而成。在 上面的例子中，數(shù)據(jù)序列符號(hào)的數(shù)目為N D= 256。
[0040] 將高相對(duì)帶寬通信的接收信號(hào)按照"多伸縮多時(shí)延"系統(tǒng)的方式進(jìn)行表示如下
[0041]
[0042] 其中Q為具有不同伸縮因子（即，當(dāng)1古Γ時(shí)&1古&1,)的通信路徑數(shù)目，而L 為具有不同伸縮因子（即，當(dāng)m古m'時(shí)^古τ 的通信路徑數(shù)目。
[0043] 其中p (t)是與發(fā)射信號(hào)J(〇具有同等帶寬（即1/TS)的低通濾波器，而;是在第 q層（q = 0,1，. . .，Q-1)上通過(guò)采樣速率17&|11采集的第η個(gè)采樣數(shù)據(jù)。
[0044] 下面對(duì)某一層的濾波過(guò)程進(jìn)行描述（省略層數(shù)上標(biāo)號(hào)（q)，這里的q = 0, 1，...， Q-1)如下：
[0045]
[0046]
[0047]
[0048]
[0049]
[0050]
[0051] 首先按照RLS濾波器的階數(shù)L將第η個(gè)基帶數(shù)據(jù)符號(hào)yn前后鄰近的L個(gè)符號(hào)合 并為一個(gè)數(shù)組，即
[0052]
[0053] 這里上角標(biāo)T表示矩陣轉(zhuǎn)置。而η的計(jì)數(shù)是η = 0, 1, ···, N-1,這里的N是一個(gè) 數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度，鎖相環(huán)PLL與濾波器更新的運(yùn)算如下
[0054]
[0055] 其中\(zhòng) = 。而這里的u對(duì)應(yīng)在第p次掃描過(guò)程中得到的對(duì)第η個(gè)發(fā)送基 帶數(shù)據(jù)符號(hào)的估計(jì)，而θ η, Ρ是第Ρ次掃描過(guò)程中PLL的相位輸出，濾波器的L階權(quán)重組合 為cn,p=c。Cl…CuT。注意此處提到的掃描過(guò)程，指的是濾波器在Ν長(zhǎng)的數(shù)據(jù)塊上進(jìn)行向 前和向后的濾波過(guò)程，比如P = 1，2, ... P。即當(dāng)ρ為奇數(shù)，濾波的順序沿著η = 0,1，...， Ν-2的向前掃描，則土中取-號(hào)；而當(dāng)ρ為偶數(shù)時(shí)，濾波的順序沿著η = Ν-1，Ν-2，. . .，1的 向后掃描，則土中取+號(hào)。這樣的掃描的目的主要通過(guò)增加濾波在訓(xùn)練序列上的作用次數(shù) 從而提高濾波穩(wěn)定性。比如Ρ = 3,則掃描為三次。因此，這里的更新過(guò)程是一種反復(fù)"刷 式"更新過(guò)程。
[0056] 判決器（decision mode)的工作方式如下：首先根據(jù)符號(hào)位置η是否屬于訓(xùn)練序 列和t的情況，決定參考符號(hào)#并計(jì)算誤差、=d，P。具體的講，
[0057] 第一步是根據(jù)訓(xùn)練序列計(jì)算出濾波后的符號(hào)均值μ和均方差σ 2,即
[0058]
[0059] 并通過(guò)他們計(jì)算出的對(duì)數(shù)似然比（Log-Likelihood Ratio, LLR)輸入數(shù)為
[0060]
[0061] 而LLR運(yùn)算模塊輸出的llr，被SIS0 decoder (軟輸入軟輸出解碼器）用來(lái)計(jì)算 比特概率值如下
[0062]
[0063]
[0064] 其中前者指7",p l6"=Q和7",p L"=1分別代表估計(jì)發(fā)射機(jī)發(fā)送的當(dāng)前位置的比特是0或 者1的概率。
[0065]
[0066] 其中Γ為概率門(mén)限值（取Γ =80%)，而sgn{}指取數(shù)值的符號(hào)（+1或-1)。這 樣可以計(jì)算出誤差^ = C k
[0067] 第二步，根據(jù)誤差κ n,p來(lái)更新濾波器的增益權(quán)重?cái)?shù)組c n,p，具體如下
[0068]
[0069]
[0070]
[0071]
[0072] cn>p= cn±1>p+K n>pgn>p
[0073] 其中土按照掃描過(guò)程的向前或向后的濾波過(guò)程來(lái)選擇-號(hào)或+號(hào)，遺忘因子λ =0. 99。
[0074] 第二步，對(duì)于鎖相環(huán)DPPL相位Θ ^的更新采取以下的過(guò)程：
[0075]
[0076] ηη±1>ρ= η η,ρ+(-ι)ρΘη,ρ
[0077] θη±1>ρ= θ η ρ+ΚιΘη>ρ+(-1)ρΚ2ηη±1>ρ
[0078] 其中1和Κ 2分別指分式和積分相位跟蹤（proportional and integral phase-tracking)常數(shù)（如 1= 0. 02 和 K 2= 0. 04)，而 η n,p初始值設(shè)為零。
[0079] W下而描沭的高相對(duì)帶甯的誦#r系統(tǒng)為例，
[0080]
[0081] 其中伸縮因子aq均勻的分布在[0.99,1.01)范圍上。對(duì)于水聲通信而言，這樣 的伸縮因子對(duì)應(yīng)最大約15m/s的徑向相對(duì)速度，而時(shí)延T q均勻的分布在[0,200ms)范圍； 信道增益\服從獨(dú)立分布正態(tài)隨機(jī)變量，其分布均值為0,而分布均方差為 6_%#。信道多徑 數(shù)目取Q = 5。背景加性噪聲坷0為白噪聲。
[0082] 首先，對(duì)上述信道進(jìn)行分析發(fā)現(xiàn)，重采樣（Resampling)結(jié)構(gòu)對(duì)于信道矩陣的特征 值（Eigenvalue)具有向"1"處收斂的作用，與沒(méi)有Resampling前端處理的處理機(jī)相比，如 圖2(a)所示，明顯改善了信道矩陣的條件數(shù)（condition number)。圖2(b)所示，對(duì)于這樣 應(yīng)用，采用了 Resampling方式的明顯提高了后端自適應(yīng)濾波的收斂速度，大概只需要不采 用重采樣（Resampling)方式的一半循環(huán)次數(shù)，從而大幅度減少了處理時(shí)間?？梢哉f(shuō)明，采 用Resampling方式，是高速運(yùn)動(dòng)終端進(jìn)行水聲通信的必要處理結(jié)構(gòu)。
[0083] 經(jīng)過(guò)濾波后，觀察在不同方式下濾波符號(hào)的星座圖如圖3?？梢钥闯鰧?duì)于BPSK的 發(fā)送符號(hào)，沒(méi)有任何重采樣結(jié)構(gòu)的濾波過(guò)程無(wú)法恢復(fù)出BPSK的星座分布，如圖3(a)所示； 帶有重采樣結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)可以較為清楚的恢復(fù)出BPSK的星座分布，其中重復(fù)刷式更新可以 進(jìn)一步優(yōu)化濾波效果，例如比較下圖3(b)和（c)。
[0084] 本發(fā)明提出的自適應(yīng)濾波的效果還可以從圖4進(jìn)一步得到認(rèn)證。從圖4顯示測(cè)試 結(jié)果中可以看出采用SIS0(軟輸入軟輸出）的軟（Soft)解碼方式，性能優(yōu)于硬（hard)解 碼方式，而且濾波的性能隨著刷式更新次數(shù)的提高而有所優(yōu)化。
[0085] 對(duì)本發(fā)明的自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)做出下面簡(jiǎn)要說(shuō)明。
[0086] 其中輸入為經(jīng)過(guò)"多伸縮多時(shí)延"信道的被接收的高相對(duì)帶寬信號(hào)印)。對(duì)于此接 收信號(hào)，首先在第q層上根據(jù)aqf。的頻率和p (a qt)(這里q = 0, 1，. . .，Q-1)進(jìn)行下變頻和 低通濾波，并根據(jù)Ts/aq的采樣率進(jìn)行采樣獲得第q層的基帶信號(hào)采樣值。
[0087] 對(duì)于采樣值2^首先通過(guò)6-?進(jìn)行相位的調(diào)整，而后面的濾波器（Filter)使用權(quán) 重沙)按照遞歸式最小均方（RLS)算法進(jìn)行濾波，得到妒之后取和運(yùn)算獲得i 。 η,ρ η,ρ η,ρ / -J η,ρ 注意，這里濾波器（Filter)的更新和鎖相環(huán)（PLL)相位的更新都需要根據(jù)判決器 (decision mode)而進(jìn)行的。將U安照ND(如256)的長(zhǎng)度形成向量對(duì)數(shù)似然比 (Log-Likelihood Ratio, LLR)運(yùn)算結(jié)構(gòu)根據(jù)計(jì)算出并且根據(jù)軟解碼器（SIS0 decoder)獲得概率Yn,p|b_=。和γ n,p|b_=1。該概率將參與判決器（decision mode)。此 外，軟解碼器（SIS0 decoder)還會(huì)解算處最終的比特估計(jì)值。
【附圖說(shuō)明】
[0088] 圖1是高、低相對(duì)寬帶使用頻率偏移來(lái)近似多普勒效應(yīng)結(jié)果示意圖，圖l_(a)為高 相對(duì)帶寬使用頻率偏移近似多普勒效應(yīng)結(jié)果，圖l-(b)為低相對(duì)帶寬使用頻率偏移近似 多普勒效應(yīng)結(jié)果； 圖2是采用Resampling方式，是高速運(yùn)動(dòng)終端進(jìn)行水聲通信的必要處理結(jié)構(gòu)示意圖， 圖2-(a)是水聲信道矩陣的特征值，圖2-(b)是自適應(yīng)濾波的收斂； 圖3是經(jīng)過(guò)濾波后，觀察在不同方式下濾波符號(hào)的星座圖示意圖，圖3-(a)是無(wú)重采樣 結(jié)構(gòu)，圖3-(b)是帶有重采樣結(jié)構(gòu)、自適應(yīng)濾波、無(wú)刷式更新，圖3-(c)是帶有重采樣結(jié)構(gòu)、 自適應(yīng)濾波、P= 10刷式更新； 圖4是采用SIS0 (軟輸入軟輸出）的軟（Soft)解碼方式，性能優(yōu)于硬（hard)解碼方 式，而且濾波的性能隨著刷式更新次數(shù)的提高而有所優(yōu)化的示意圖； 圖5是對(duì)本發(fā)明的自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)示意圖； 圖6是bn是發(fā)送的二進(jìn)制比特?cái)?shù)值（0或者1)，發(fā)送數(shù)據(jù)塊的結(jié)構(gòu)示例圖； 圖7是高相對(duì)帶寬通信的接收信號(hào)對(duì)于該信號(hào)的接收前端"重采樣"構(gòu)架圖； 圖8是一種帶數(shù)字鎖相環(huán)DPLL的Turbo式解調(diào)器，它具有Q層處理結(jié)構(gòu)，每層都是單 獨(dú)的進(jìn)行自適應(yīng)濾波，而對(duì)每層濾波得到的結(jié)構(gòu)進(jìn)行整合后進(jìn)行統(tǒng)一的判決； 圖9是反復(fù)"刷式"更新過(guò)程示意圖。 【具體實(shí)施方式】 水聲通信信號(hào)是典型的高相對(duì)帶寬通信時(shí)變系統(tǒng)。特別是具有高速運(yùn)動(dòng)通信終端的水 聲通信系統(tǒng)將面臨的是典型的"多伸縮多時(shí)延"的時(shí)變信道。因此本發(fā)明可以用于推動(dòng)海 底石油勘探、潛艇水下通信、水下傳感器遠(yuǎn)程采集、海洋污染監(jiān)測(cè)、海岸水下監(jiān)測(cè)網(wǎng)、水下無(wú) 人機(jī)器人控制等眾多重要領(lǐng)域的發(fā)展。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種時(shí)變信道的均衡技術(shù)，其特征是，對(duì)于接收到的信號(hào)進(jìn)行多速率（如Q= 3,即 三種速率a。，ai，a2)的均衡運(yùn)算，即首先進(jìn)行對(duì)其進(jìn)行不同速率的"重新采樣"，然后按照 鏤相環(huán)原理分別進(jìn)行相位調(diào)整，再根據(jù)遞歸最小二次方（RLS)算法分別進(jìn)行自適應(yīng)濾波運(yùn) 算，并且這個(gè)自適應(yīng)濾波運(yùn)算的迭代更新是依據(jù)判決反饋的方式進(jìn)行控制的。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的時(shí)變信道的均衡技術(shù)，其特征是，所述的"重新采樣結(jié)構(gòu)"包 括對(duì)射頻信號(hào)的中間頻率的變速處理以抵消載頻頻偏的問(wèn)題，然后通過(guò)變速后的P(a qt)匹 配濾波和Ts/aq采樣周期實(shí)現(xiàn)對(duì)基帶信號(hào)的重新采樣。3. 根據(jù)權(quán)利要求1和2所述的時(shí)變信道的均衡技術(shù)，其特征是，所述的"相位調(diào)整"和 "自適應(yīng)濾波器"是針對(duì)每路重新采樣結(jié)構(gòu)都單獨(dú)配置一套，它們的更新過(guò)程由后端的判決 器（decision mode)進(jìn)行分別控制。4. 根據(jù)權(quán)利要求1，2和3所述的時(shí)變信道的均衡技術(shù)，其特征是，所述的自適應(yīng)迭代更 新的判決器是依據(jù)Turbo解碼器計(jì)算出的"軟信息"進(jìn)行判決的，即似然度大于某個(gè)門(mén)限時(shí) 進(jìn)行更新，反而不進(jìn)行跟新。5. 根據(jù)權(quán)利要求1，2, 3和4所述的時(shí)變信道的均衡技術(shù)，其特征是，所述的多速率的均 衡運(yùn)算，在只存在一種時(shí)變因子速率（如Q= 1，即一種速率a。）時(shí)，該技術(shù)成為單速率的均 衡運(yùn)算，則均衡技術(shù)簡(jiǎn)化為單路運(yùn)算，而后續(xù)結(jié)構(gòu)不變。6. 根據(jù)權(quán)利要求1，2, 3,4和5所述的時(shí)變信道的均衡技術(shù)，其特征是，該技術(shù)更加適用 于高相對(duì)帶寬通信系統(tǒng)，但對(duì)于相對(duì)帶寬較小的傳統(tǒng)窄帶通信系統(tǒng)，只不過(guò)區(qū)別在于所估 計(jì)的a q都很小。
【文檔編號(hào)】H04L25/03GK105897625SQ201410201994
【公開(kāi)日】2016年8月24日
【申請(qǐng)日】2014年5月10日
【發(fā)明人】許濤
【申請(qǐng)人】許濤, 曹義銘