基于去斜處理和兩次延時的寬帶接收數(shù)字波束形成方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種基于去斜處理和兩次延時的寬帶接收數(shù)字波束形成方法，屬于陣 列信號處理技術(shù)領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] 相控陣雷達能夠完成目標搜索、跟蹤、制導(dǎo)等多種任務(wù)，因而在多目標彈道測量、 防空警戒、多目標跟蹤制導(dǎo)武器系統(tǒng)等領(lǐng)域得到廣泛的運用。大空域、多目標、抗干擾等需 求，促使雷達向數(shù)字化方向發(fā)展，數(shù)字陣列雷達是未來相控陣雷達技術(shù)發(fā)展的方向。對目標 進行成像和識別的要求，促使雷達采用寬帶高分辨的信號波形。寬帶信號的數(shù)字陣列，由于 存在孔徑渡越時間，僅通過相位控制不能有效地形成波束，進行波束指向的控制。為了解決 數(shù)字陣列寬帶信號的數(shù)字波束形成的控制問題，需要對陣列天線單元信號進行數(shù)字延時和 相位控制，因此，需要解決單元級信號數(shù)字產(chǎn)生方法、寬帶信號數(shù)字延時控制和相位補償?shù)?問題。
[0003] 在雷達接收端，需要對寬帶信號進行脈沖壓縮處理。傳統(tǒng)脈沖壓縮處理方法采用 數(shù)字匹配濾波，由于信號帶寬較寬，系統(tǒng)要求具有高的采樣率，一方面給數(shù)據(jù)采集帶來了較 大的困難，ADC器件很難同時滿足高的采樣率和大的動態(tài)范圍，另一方面過高的采樣率會導(dǎo) 致后續(xù)處理的數(shù)據(jù)量急劇增大，對信號處理系統(tǒng)的處理速度、存儲容量以及輸入輸出速度 等要求都隨之提高，難以滿足系統(tǒng)實時性的要求。
[0004] 國內(nèi)外寬帶陣列天線的單元間信號延時采用模擬延時線的方法，即利用K位狀態(tài) 的模擬延時線，控制單元間的信號延時。在寬帶數(shù)字陣列天線中，單元間距及數(shù)字收發(fā)模塊 體積的限制，使得模擬延時線的體積無法滿足系統(tǒng)集成的要求，因此，數(shù)字延時成為數(shù)字陣 列天線寬帶信號波束形成控制的關(guān)鍵。目前，數(shù)字延時在工程上的實現(xiàn)方法采用模擬延時 線的思路，即采用K位狀態(tài)的數(shù)字延時線，最小延時一個波長，最大延時2K個波長，這是國 內(nèi)研究單位主要考慮的方法。我們知道數(shù)字延時線的延時精度影響相位的一致性，若延時 精度為δτ，則中間頻率相位誤差為：
[0005]
[0006] 其中，Τ為信號周期。例如，T= 170ps，±7°的相位誤差，要求的延時精度為 3. 3ps。寬帶信號工作時，按中心頻率計算延時和相位，邊頻相位誤差ΔΡ為：
[0007] ΔΡ = 360° X δ fX δ τ
[0008] 式中，δf為邊頻與中心頻率之間的頻率差。因此，數(shù)字延時線的延時精度，影響 陣列中信號邊頻的相位誤差，延時越準確，相位誤差越小。采用K位狀態(tài)的數(shù)字延時線存在 下列幾點不足：
[0009]a.數(shù)字延時線的延時分辨率不能滿足數(shù)字波束控制的相位精度要求，需要同時進 行數(shù)字延時和相位補償；
[0010] b.有限的延時分辨率，產(chǎn)生的寬帶信號邊頻相位誤差，惡化寬帶數(shù)字波束的旁瓣 性能。
[0011] 雷達寬帶信號的數(shù)字直接合成，數(shù)據(jù)率較高，已經(jīng)超出數(shù)字電路（如FPGA)的時鐘 速度，需采用多相合成方法。因此，設(shè)計多相的連續(xù)可調(diào)數(shù)字延時濾波器，用于雷達寬帶去 斜本振信號的控制，成為寬帶信號接收數(shù)字波束形成的關(guān)鍵。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0012] 本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是提供一種基于去斜處理和兩次延時的寬帶接收數(shù) 字波束形成方法，其核心技術(shù)在于利用相位控制和連續(xù)可變的數(shù)字延時控制，產(chǎn)生寬帶去 斜本振信號，實現(xiàn)寬帶信號的接收波束形成控制。
[0013] 本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題采用以下技術(shù)方案：
[0014] 本發(fā)明提供一種基于去斜處理和兩次延時的寬帶接收數(shù)字波束形成方法，包括以 下具體步驟：
[0015] 步驟1、設(shè)計DDS，產(chǎn)生寬帶LFM信號，具體為：
[0016] (la)寬帶LFM信號的數(shù)字基帶信號分成兩相，即為0相信號和1相信號；
[0017] (lb)在FPGA中利用雙累加器分別產(chǎn)生0相信號的相位和1相信號的相位，并計算 補償頻率和補償相位；
[0018] (lc)利用C0RDIC算法，對0相信號的相位和1相信號的相位進行相位幅度轉(zhuǎn)換， 輸出得到寬帶LFM信號的數(shù)字基帶信號；
[0019] (Id)對寬帶LFM信號的數(shù)字基帶信號進行插值，將插值結(jié)果送入數(shù)字延時濾波器 進行濾波；
[0020] (le)將數(shù)字延時濾波器的輸出送入數(shù)字上變頻模塊，取上變頻模塊的輸出的實部 送入D/A器件進行數(shù)模轉(zhuǎn)換，得到模擬的寬帶LFM信號；
[0021] 步驟2、設(shè)計步驟（Id)所述的數(shù)字延時濾波器，包括分數(shù)延時濾波器的設(shè)計和整 數(shù)延時濾波器的設(shè)計，具體為：
[0022] (2a)根據(jù)天線陣列的幾何結(jié)構(gòu)確定雷達每個單元相對于參考單元的延時量，并分 解為整數(shù)延時量和分數(shù)延時量；
[0023] (2b)設(shè)計Farrow結(jié)構(gòu)的分數(shù)延時濾波器，具體為：
[0024] 分數(shù)延時濾波器的頻率響應(yīng)為：
[0026] 式中，e表示自然對數(shù)；j是虛數(shù)單位，
w是數(shù)字角頻率；L是多項式擬合
N=max^)，1 = 0, 1，…，L，&是第1個子濾波器的階數(shù)；clik是第1 個子濾波器的第k個系數(shù)，μ是分數(shù)延時量；
[0027] 運用最大最小準則，計算系數(shù)Cl，k，使得誤差ε達到最小，
[0029] 式中，Ω表示濾波器在數(shù)字頻率[0,jt]范圍內(nèi)各頻帶區(qū)間構(gòu)成的集合，max表示 求最大值；
[0030] (2c)設(shè)計整數(shù)延時濾波器，即利用FPGA中的寄存器實現(xiàn)整數(shù)延時量的延時；
[0031] (2d)將分數(shù)延時濾波器和整數(shù)延時濾波器組合，分四相實現(xiàn)數(shù)字延時濾波器；
[0032] 步驟3、產(chǎn)生本振信號，具體為：
[0033] (3a)利用外部輸入的基準時鐘信號，通過倍頻器產(chǎn)生第二本振信號；
[0034] (3b)利用外部輸入的捷變頻本振信號與D/A輸出的寬帶LFM信號混頻濾波，產(chǎn)生 第一本振信號即去斜本振信號；
[0035] 步驟4、雷達回波信號的接收和數(shù)字化，具體為：
[0036] (4a)天線陣列接收雷達回波信號后，先經(jīng)限幅器限幅，再經(jīng)低噪聲放大器進行放 大；
[0037] (4b)低噪聲放大器的輸出信號先與第一本振信號混頻濾波，再與第二本振信號混 頻濾波，得到窄帶中頻信號；
[0038] (4c)窄帶中頻信號送入A/D器件進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，得到數(shù)字窄帶中頻信號；
[0039] 步驟5、數(shù)字窄帶中頻信號經(jīng)過下變頻處理得到窄帶基帶信號，對窄帶基帶信號進 行數(shù)字延時處理，具體為：
[0040] (5a)根據(jù)數(shù)字窄帶中頻信號的中心頻率和數(shù)字采樣率，完成數(shù)字下變頻處理，得 到窄帶基帶信號；
[0041] (5b)對窄帶基帶信號進行FFT運算，并對運算結(jié)果施加一個相位斜變，從而在頻 率域中實現(xiàn)對窄帶基帶信號的數(shù)字延時處理；
[0042] 步驟6、將數(shù)字延時處理后的窄帶基帶信號進行合成，形成接收數(shù)字波束。
[0043] 作為本發(fā)明的進一步優(yōu)化方案，步驟la中寬帶LFM信號的數(shù)字基帶信號分成兩 相，即為〇相信號和1相信號，具體為：
[0044] 0相信號：

[0048] 式中，m表不0相信號和1相信號的米樣點數(shù)；π表不半圓對應(yīng)的弧度 寬帶LFM信號的調(diào)頻斜率，Β是寬帶LFM信號的帶寬，Τ是寬帶LFM信號的脈沖寬度；Tg寬帶LFM信號的采樣間隔；△faie是補償頻率；是補償相位。
[0049] 作為本發(fā)明的進一步優(yōu)化方案，步驟lb中補償頻率和補償相位分別為：
[0050] Afa{i=γ(τα /-ταβ)
[0051]
[0052] 式中，f。為雷達回波信號的中心頻率，τα{!表示去斜本振信號理論時延量， ται{!'表示去斜本振信號實際控制的延時量。
[0053] 作為本發(fā)明的進一步優(yōu)化方案，步驟2d中分四相實現(xiàn)的數(shù)字延時濾波器，具體 為：
[0055] 式中，///(>"表示數(shù)字延時濾波器的第ρ相表示，z=e'、是整數(shù)延時量， j表示第1個子濾波器的第Ρ相表示，>」表示取不大于?的最