本發(fā)明涉及電源技術領域，具體涉及一種開關電源。

背景技術：

單片開關電源具有高集成度、高性價比、最簡外圍電路、最佳性能指標等優(yōu)點，能構(gòu)成高效率無工頻變壓器的隔離式開關電源以及各種特種開關電源。單片開關電源目前已成為國際上開發(fā)中、小功率開關電源、精密開關電源及開關電源模塊的優(yōu)選集成電路。它所構(gòu)成的開關電源在成本上與相同功率的線性穩(wěn)壓電源相當，而電源效率顯著提高，體積與重量大為減小，為新型開關電源的推廣與普及創(chuàng)造了良好條件。但目前的開關電源電路結(jié)構(gòu)復雜，且在濾波效果等方面還存在不足。

技術實現(xiàn)要素：

針對上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種開關電源，該開關電源的電路結(jié)構(gòu)簡單，只需要少數(shù)分離原件就可以得到需專用芯片才能實現(xiàn)的電壓輸出性能，通過良好的設計就可以獲得高效和可靠的工作。

為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的技術方案為：

一種開關電源，包括變壓器，所述開關電源還包括TOPSwitch-HX、輸入級濾波電路、整流濾波電路、箝位吸收電路、輸出穩(wěn)壓電路、反饋電路和保護電路；

所述輸入級濾波電路的輸入端接入交流電，所述輸入級濾波電路的輸出端與所述整流濾波電路的輸入端連接，所述整流濾波電路的輸出端與所述TOPSwitch-HX的輸入端連接，所述TOPSwitch-HX的輸出端與所述變壓器的輸入端連接，所述輸出穩(wěn)壓電路的輸入端與所述變壓器連接，所述輸出穩(wěn)壓電路的輸出端與所述反饋電路的輸入端連接；所述保護電路的輸入端與所述反饋電路的輸出端連接，所述保護電路的輸出端與所述TOPSwitch-HX連接；所述整流濾波電路還與所述箝位吸收電路的輸入端連接，所述箝位吸收電路與所述變壓器相互連接；所述開關電源還包括變壓器偏壓輸出電路，所述偏壓輸出電路的輸出端為變壓器偏置繞組輸出端，所述偏壓輸出電路與所述保護電路相連接。

進一步地，所述輸入級濾波電路包括EMI濾波器電路，所述EMI濾波器電路包括相連接的共模扼流圈、X電容和Y電容，所述共模扼流圈的磁芯為鐵氧體、鐵粉芯或微晶。

進一步地，所述輸入整流電路為交流電由輸入接口進入后，經(jīng)過D1-D4組成的橋式進行全橋整流，并由C1濾波，把交流電變換為直流電。

進一步地，所述箝位吸收電路由箝位電容C2、箝位電阻R4和箝位二極管D6組成，所述箝位電容C2與所述變壓器連接，所述箝位電容C2和箝位電阻R4并聯(lián)，所述箝位二極管D6均與所述箝位電容C2、箝位電阻R4連接。

進一步地，所述穩(wěn)壓輸出電路包括二極管D7、輸出濾波電容C8、后級濾波電感L2和后級濾波電容C9，所述二極管D7與所述變壓器連接，所述輸出濾波電容C8與所述二極管D7串聯(lián)，所述后級濾波電感L2與所述輸出濾波電容C8串聯(lián)，所述后級濾波電容C9與所述輸出濾波電容C8并聯(lián)，所述輸出濾波電容C8和后級濾波電容C9的一端與所述反饋電路連接，所述輸出濾波電容C8和后級濾波電容C9的另一端與接地端連接。

進一步地，所述穩(wěn)壓輸出電路還包括一電阻，所述電阻與所述二極管D7并聯(lián)且與所述輸出濾波電容C8串聯(lián)。

進一步地，所述二極管D7肖特基整流二極管，所述二極管D7的工作電流為額定電流的3-4倍。

進一步地，所述反饋電路中包括基準電壓源TL431、光耦合器PC817、電阻R5、電阻R6、電阻R7和電阻R8，所述電阻R7和電阻R8串聯(lián)且與所述輸出穩(wěn)壓電路、基準電壓源TL431連接，用于對輸出電壓取樣，將取樣電壓與基準電壓源TL431的基準電壓進行比較,并通過TL431控制光耦的發(fā)光亮度；所述電阻R5與輸出穩(wěn)壓電路連接且與所述基準電壓源TL431串聯(lián)，用于限制通過光耦的電流；所述電阻R6并聯(lián)在PC817發(fā)光二極管兩端，用于當PC817關斷時，輸出電壓能通過R5為TL431提供穩(wěn)定的工作電流，避免PC817工作在臨界狀態(tài)。

進一步地，所述交流電的電壓范圍為85-265V。

綜上所述，由于采用了上述技術方案，本發(fā)明的有益效果為：

(1)本發(fā)明首先通過輸入級濾波電路進行濾波，再次通過整流濾波電路進行整流濾波，使濾波效果良好，且變壓器的大部分漏感能量可在MOSFET管關斷瞬間轉(zhuǎn)移至箝位吸收電路，被箝位吸收電路消耗，大大減少了MOSFET管的電壓應力。

(2)電路結(jié)構(gòu)簡單，高頻變壓器體積較小，只需要少數(shù)分離原件就可以得到需專用芯片才能實現(xiàn)的電壓輸出性能，通過良好的設計就可以獲得高效和可靠的工作。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例的整體結(jié)構(gòu)框圖；

圖2為本發(fā)明實施例中的輸入級EMI濾波電路圖；

圖3為本發(fā)明實施例中的箝位吸收電路；

圖4為本發(fā)明實施例中的反饋電路原理圖；

圖5為本發(fā)明實施例中的輸出穩(wěn)壓電路原理圖；

圖6為本發(fā)明實施例中的保護電路原理圖；

圖7為本發(fā)明實施例中變壓器特性原理圖；

圖8為本發(fā)明實施例中變壓器繞制結(jié)構(gòu)圖。

具體實施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；诒景l(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。

實施例

一種開關電源，如圖1，包括變壓器，所述開關電源還包括TOPSwitch-HX、輸入級濾波電路、整流濾波電路、箝位吸收電路、輸出穩(wěn)壓電路、反饋電路和保護電路；

所述輸入級濾波電路的輸入端接入交流電，所述輸入級濾波電路的輸出端與所述整流濾波電路的輸入端連接，所述整流濾波電路的輸出端與所述TOPSwitch-HX的輸入端連接，所述TOPSwitch-HX的輸出端與所述變壓器的輸入端連接，所述輸出穩(wěn)壓電路的輸入端與所述變壓器連接，所述輸出穩(wěn)壓電路的輸出端與所述反饋電路的輸入端連接；所述保護電路的輸入端與所述反饋電路的輸出端連接，所述保護電路的輸出端與所述TOPSwitch-HX連接；所述整流濾波電路還與所述箝位吸收電路的輸入端連接，所述箝位吸收電路與所述變壓器相互連接；所述開關電源還包括變壓器偏壓輸出電路，所述偏壓輸出電路的輸出端為變壓器偏置繞組輸出端，所述偏壓輸出電路與所述保護電路相連接。

以下介紹本發(fā)明實施例中各電路及其工作原理：

TOPSwitch-HX是一種用于離線電源的高集成度單片離線轉(zhuǎn)換器IC，其以經(jīng)濟高效的方式將一個700V的功率MOSFET、高壓開關電流源、PWM控制器、振蕩器、熱關斷保護電路、故障保護電路及其它控制電路集成在一個單片器件內(nèi)。

輸入級EMI濾波電路包括EMI濾波器，EMI濾波器主要作用有兩個，一是濾除外界交流電網(wǎng)的高頻脈沖對電源設備的干擾，二是起到減少開關電源設備本身對外界交流電網(wǎng)的電磁干擾。實際上它是利電感和電容的特性，使頻率為50Hz左右的交流電可以順利通過濾波器，但高于50Hz以上的高頻干擾雜波被濾波器濾除，所以EMI濾波器又稱為低通濾波器，其意義為，低頻可以通過，而高頻則被濾除。輸入級EMI濾波電路的線路原理圖如圖2所示，圖中R1為保險管，C1、C2、C3、C5為安規(guī)電容，C1、C2、C3、C5和共模扼流圈組成了EMI濾波器，將電源噪聲隔離。保險管R1與安規(guī)電容并聯(lián)。安規(guī)電容的作用是，即電容器失效后，不會導致電擊，不危及人身安全。這些安規(guī)電容包括了X電容和Y電容，其中C1，C3為X電容。X電容是跨接在電力線兩線(L-N)之間的電容，反之則為Y電容，C2和C5為Y電容。

濾波電感(即共模扼流圈)的選取：電感的取值、材料的選取原則從以下幾個方面考慮：第一，磁芯材料的頻率范圍要寬，要保證最高頻率在1GHz，即在很寬的頻率范圍內(nèi)有比較穩(wěn)定的磁導率；第二，磁導率高，但是在實際中很難滿足這一要求，所以，磁導率往往是分段考慮的。磁芯材料一般是鐵氧體或者鐵粉芯，更好的材料如微晶等。

EMI電源濾波器在應用時一定得注意濾波器的安裝問題,因為如果濾波器安裝得不合適反而會得到一個更差的效果，在使用時應該注意以下三點：一：為了EMI濾波器的安全可靠工作(散熱和濾波效果)，除EMI濾波器一定要安裝在設備的機架或機殼上外，EMI濾波器的接地點應和設備機殼的接地點取得一致，并盡量縮短EMI濾波器的接地線。若接地點不在一處，那么EMI濾波器的泄漏電流和噪聲電流在流經(jīng)兩接地點的途徑時，會將噪聲引入設備內(nèi)的其他部分。其次,EMI濾波器的接地線會引入感抗，它能導致EMI濾波器高頻衰減特性的變壞。所以,金屬外殼的EMI濾波器要直接和設備機殼連接。如外殼噴過漆,則必須刮去漆皮；若金屬外殼的EMI濾波器不能直接接地或使用塑封外殼EMI濾波器時，它與設備機殼的接地線應可能短。二：EMI濾波器要安裝在設備電源線輸入端，連線要盡量短；設備內(nèi)部電源要安裝在EMI濾波器的輸出端。若EMI濾波器在設備內(nèi)的輸入線長，在高頻端輸入線就會將引入的傳導干擾耦合給其他部分。若設備內(nèi)部電源安裝在EMI濾波器的輸入端，由于連線過長，也會導致同樣的結(jié)果。三：確保EMI濾波器輸入線和輸出線分離。若EMI濾波器輸入、輸入線捆扎在一起或相互安裝過近，那么由于它們之間的耦合，可能使EMI濾波器的高頻衰減降低。若輸入、輸出線必須接近，那么都必須采用雙絞線或屏蔽線。

市電經(jīng)過EMI濾波之后進入整流濾波電路，整流濾波電路中的交流電(AC85-265V/50Hz)由輸入接口進入，經(jīng)過D1-D4組成的橋式進行全橋整流，并由C1濾波，把交流電變換為直流電(當輸入交流電110V時，整流后的直流為155V左右，當輸入交流電220V時，整流后的直流為311V左右)。其中D1-D4為橋式整流,把交流電整流成直流電。取值主要是考慮它的反向耐壓大小和帶最大負載時通過的電流。反向耐壓越高越好，電流要求要比電路額定電流大3陪以上。C1為整流后濾波。電容容量越大，輸出直流紋波越小，但是成本也越高。此電容容量越大，接電瞬間，通過R2的電流就越大，整機浪涌電流就越大；相反，電容容量小，濾波效果不好，整流后的直流電紋波較大。

箝位吸收電路由C2、R4和D6組成，TOPSwitch-HX中MOSFET管截止后，由于變壓器存在漏感，而漏感能量不能通過變壓器耦合到輸出級N_S繞組釋放，如果沒有RCD箝位電路，漏感中的能量將會在MOSFET管關斷瞬間轉(zhuǎn)移到MOSFET管極間電容和電路中的其它雜散電容中，此時MOSFET漏極將會承受較高的開關應力，若加上RCD箝位電路，漏感中的大部分能量將在MOSFET管關斷瞬間轉(zhuǎn)移到箝位電路的箝位電容C2上，然后這部分能量被箝位電阻R4消耗，這樣就大大咸少了MOSFET管的電壓應力。箝位吸收電路的電路圖如圖3所示。

在RCD箝位電路設計過程中，由于RCD箝位電路中電阻R4和電容C2的取值都比較大，因此，箝位電容C2上的電壓在每個開關周期不會有較大的變化，這樣，可以用一個恒定值V_clamp來表示箝位電容兩端的電壓。在此基礎上按以下幾個步驟來設計RCD箝位電路：

步驟一：確定箝位電壓V_clamp

采用V_OR表示次級到初級的折射電壓，V_(BR)DSS表示MOSFET管的漏源極擊穿電壓，V_inmax表示最大輸入直流電壓；

由于箝位電壓V_clamp與MOSFET管的V_(BR)DSS及輸入最高電壓V_inmax有關，如果考慮0.9的降額使用系數(shù)，可用下式來確定V_CLAMP的大小。

V_CLAMP＝0.9V_(BR)DSS-V_INMAX (1)

步驟二：確定初級繞組的漏感量Llk

初級繞組的漏感量可以通過測試來獲得，常用方法是，短路各個次級繞組測試此時的初級繞組的感量，這個值就是初級繞組的漏感量。需要注意的是，測試頻率應采用變換器的工作頻率。當然，批量生產(chǎn)時不可能采取逐個測試的方法，這時，可確定一個百分比來估計整個批次的漏感值，這個百分比通常是在1％--5％。

步驟三：確定箝位電阻R4

由于箝位電容C2兩端的電壓可用恒定值V_CLAMP表示，因此箝位電阻消耗的功率為：

式中：P_R-clamp表示箝位電阻消耗的功率。

另一方面從能量守恒原則考慮，存在以下關系

式中：W_R-clamp為箝位電阻消耗的能量；Wl為初級繞組漏感中存儲的能量；V_OR為次級到初級的折射電壓；V_clamp為箝位電壓；

將能量轉(zhuǎn)換為平均功率則(3)式可變?yōu)椋?/p>

式中：f_s為變換器的工作頻率，L_lk為初級繞組的漏感量；I_ds-peak為MOSFET管的最大峰值電流(即低壓滿載時的峰值電流)；

這樣由(2)、(4)式就可得到箝位電阻R4的計算公式

步驟四：確定箝位電容C2

箝位電容C2的值應取得足夠大以保證其在吸收漏感能量時自身的脈動電壓足夠小，通常取這個脈動電壓為箝位電壓的5％--10％,這樣，就可通過下式來確定C2的最小值。

式中：C2為箝位電容；V_clamp為箝位電壓；△V_clamp為箝位電容上的脈動電壓；fs為變換器的工作頻率；

本RCD箝位吸收電路中：R4＝2*100*30/0.00003/0.6/0.6/30000＝18518取20K；C2＝100/5/20000/30000＝0.033uF取0.1uF；△Vclamp：＝5V；Vclamp＝100V；VOR：＝30V；Llk：＝0.00003H；Ids-peak：＝0.6A；fs：＝30000HZ；R4的功率損耗較大，用2W的電阻。C2用高頻損耗小，抗脈動能力強,壽命長，耐壓高的CBB電容，由于Vclamp＝100V，考慮到其它干擾和留有余量，用耐壓400V。D6也要注意耐壓的問題，本電路采用耐壓700V的快速二極管FR107。

輸出穩(wěn)壓電路的電路原理圖如圖4所示。所述穩(wěn)壓輸出電路包括二極管D7、輸出濾波電容C8、后級濾波電感L2和后級濾波電容C9，所述二極管D7與所述變壓器連接，所述輸出濾波電容C8與所述二極管D7串聯(lián)，所述后級濾波電感L2與所述輸出濾波電容C8串聯(lián)，所述后級濾波電容C9與所述輸出濾波電容C8并聯(lián)，所述輸出濾波電容C8和后級濾波電容C9的一端與所述反饋電路連接，所述輸出濾波電容C8和后級濾波電容C9的另一端與接地端連接。

當MOSFET管關斷時，變壓器的初級繞組N_P變成下正上負，N_S上正下負，D7導通，存儲在變壓器中的能量通過D7供應給負載同時給電容C8充電。其中二極管D7是一種低損耗肖特基整流管。C8和C9是濾波電容，使輸出直流電紋波比較小。C8和C9大小不同且并聯(lián)，是因為大電容和小電容對不同頻率的紋波濾波效果不同，理論上大電容對高頻濾波效果較好，但實際上由于大電容具有電感效應而對高頻有較大的阻抗，低容量的電容對高頻的濾波效果比大電容好。由于控制電路在MOSFET導通時，變壓器是不給負載供電的，這時只能靠電容給負載供電，C8越大，儲存的能量就越多，供應同樣的負載，電壓下降就越少，換言之，輸出電壓就越穩(wěn)定，所以C8越大越好。在選取濾波電容時，還要考慮它的耐壓，耐壓一定要比輸出電壓高，最好是留有一定的耐壓余地。

作為進一步優(yōu)選，本實施例還在輸出級并聯(lián)上一個電阻當作為假負載，用于釋放掉輸出濾波電容C8的部分能量，起到改善電路間歇振蕩的效果。當MOSFET管導通時間小到一定程度時，由于MOSFET管的電荷存儲效應，MOSFET管本身從導通到完全關斷所用的時間就大于調(diào)整電路需要的導通時間，這樣幾個周期的振蕩給輸出端提供的能量較多，大于負載所消耗的能量，輸出電壓升高，調(diào)整電路便關掉振蕩；當負載能量消耗到一定程度時，電容的電壓降低，而控制電路又讓MOSFET管振蕩起來，如此重復，而出現(xiàn)間歇振蕩。所以加上一個小阻值電阻，對改善電路間歇振蕩效果比較好，但太小會增加無用的功耗，降低電路效率，它的阻值大小一般根據(jù)經(jīng)驗或電路調(diào)試確定。

由于開關電源的工作頻率都比較高，所以D7采用響應速度比較快的肖特基整流二極管，在選原件時除了要考慮響應速度外，還要考慮它的工作電流，一般要比額定電流大3倍以上，除此還要考慮它的耐壓，因為控制芯片中MOSFET管導通時，變壓器中初級繞組N_P上的電壓(上正下負)基本上是輸入電壓，N_S也感應了對應的比例電壓(下正上負)，再加上濾波電容C8的電壓，所以整流肖特基二極管的耐壓必須大于兩者的和，并留有一定的余量。

電源的反饋系統(tǒng)在整個電源的設計中是非常重要的部分，由于反饋的存在電源的輸出電壓才能穩(wěn)定的輸出。本發(fā)明反饋電路原理圖如圖5所示。反饋-控制電路工作原理：由三端可分流基準電壓源TL431和光耦PC817的發(fā)光部分對輸出電壓進行采樣反饋，反饋電流進入TOP253EN的控制引腳C。電路中，D8,C7用于對輔助繞組的輸出電壓整流濾波及為光耦支路提供電源；R7,R8用于對輸出電壓取樣，與取樣電源TL431基準電壓進行比較,并通過TL431控制光耦的發(fā)光亮度；R5用于限制通過光耦的電流；R6并聯(lián)在PC817發(fā)光二極管兩端，是為了當PC817關斷時，輸出電壓能通過R5為TL431提供穩(wěn)定的工作電流，避免PC817工作在臨界狀態(tài)。

控制引腳C是提供供電和反饋電流的低阻抗節(jié)點。在正常工作期間，分路穩(wěn)壓器用來將反饋信號從供電電流中分離出來。控制引腳電壓V_C是控制電路(包括MOSFET柵極驅(qū)動在內(nèi))的供電電壓，應在控制極及源極引腳間就近放置一個外部旁路電容以提供瞬時柵極驅(qū)動電流。連接到控制腳的所有電容也用于設定自動重啟動定時，同時用于環(huán)路補償。

啟動時，整流后的直流高壓加在漏極引腳上，MOSFET起初處于關斷狀態(tài)，通過連接在漏極和控制引腳間的高壓電流源對控制電容充電。當控制引腳電壓VC接近5.8V時，控制電路被激活并開始軟啟動。在17ms左右的時間內(nèi)，軟啟動電路使漏極峰值電流和開關頻率從很低的起始值逐漸上升到全頻最大漏極峰值電流。在軟啟動結(jié)束時，如果沒有外部反饋/供電電流流入控制引腳，則內(nèi)部高壓開關電流源關斷，控制引腳開始根據(jù)控制電路所吸收的供電電流的大小開始放電。如果電源設計正確，而且不存在開環(huán)或輸出短路等故障時，在控制引腳放電到接近下限閾值電壓4.8V之前時(內(nèi)部電源欠壓鎖存閾值)，反饋環(huán)路將閉合，向控制引腳提供外部電流。當外部流入的電流將控制引腳充電到5.8V分路穩(wěn)壓器電壓時，超過芯片所消耗的電流將通過NMOS電流鏡分流到源極引腳。NMOS電流鏡的輸出電流控制功率MOSFET的占空比，實現(xiàn)閉合環(huán)路調(diào)節(jié)。

由于在因反饋信號失效而導致故障的情況下，輸出電壓將快速上升并超過額定電壓。輸出電壓的增大同時也會導致偏置繞組輸出端電壓的增大。當偏置繞組輸出端的電壓超過連接于偏置繞組輸出端和V引腳(或M引腳)的齊納穩(wěn)壓管的額定電壓與V引腳(或M引腳)電壓的總和時，將導致引入V引腳(或M引腳)的電流超過IV或IM，從而觸發(fā)過壓保護功能。在初級檢測OVP保護電路中，是通過大幅增加輸出電壓(偏置繞組電壓因此隨之增大)來觸發(fā)過壓保護的。本實施例的保護電路電路原理圖如圖6所示，如果工作電源負載較重或在低壓輸入條件下，將會出現(xiàn)開環(huán)，輸出電壓可能不會顯著上升。在出現(xiàn)這些情況時，鎖存將不會關斷直至負載或線電壓發(fā)生變化。盡管如此，在線電壓或負載狀況發(fā)生變化時，通過阻止電壓的大幅上升依然可以提供所需的保護。在TOPSwitch-HX典型應用中，如果出現(xiàn)開環(huán)，其初級側(cè)OVP保護將會阻止額定輸出電壓5V上升至20V之上。

利用PIXLS Designer8可以查看PI Expert專家系統(tǒng)設計的變壓器構(gòu)造的電特性原理圖和繞制結(jié)構(gòu)圖。用戶還可以利用PIXLS Designer8對變壓器的參數(shù)進行修改，使其參數(shù)便于用戶自制或委托廠家生產(chǎn)出質(zhì)量合格的高頻變壓器。本發(fā)明中變壓器的電特性原理圖和繞制結(jié)構(gòu)圖分別如圖7和圖8所示，根據(jù)圖7和圖8，對變壓器繞組的說明如下：

取消屏蔽1繞組：以引腳1,2作為起始引腳，在起始端使用表2材料項[4]，再使用表2材料項[6]繞15圈(x 2線)，從左到有剛好一層。沿與初級繞組相同的旋轉(zhuǎn)方向進行繞制。保持取消屏蔽繞組的這一端不連接。將末端彎折90度，在骨架中部切斷導線。添加1層膠帶(表2材料項[3])以將繞組固定到位。

初級繞組：以引腳3作為起始引腳，在起始端使用表2材料項[4]，再使用表二材料項[6]繞62圈(x 1線)在2層中從左向右。在第1層結(jié)束時，繼續(xù)從右向左繞下一層。在最后一層上，使繞組均勻分布在整個骨架上。以引腳1,2作為結(jié)束引腳，使用材料項[4]在此引腳上結(jié)束該繞組。添加1層膠帶(表2材料項[3])以進行絕緣。偏置繞組以引腳5作為起始引腳，在起始端使用表2材料項[4]，再使用表2材料項[6]繞9圈(x 2線)。沿與初級繞組相同的旋轉(zhuǎn)方向進行繞制。使繞組均勻分布在整個骨架上。以引腳4作為結(jié)束引腳，使用表2材料項[4]在此引腳上結(jié)束該繞組。添加1層膠帶(表2材料項[3])以進行絕緣。

初級屏蔽2繞組：以引腳1,2作為起始引腳，在起始端使用材料項[4]，再使用表二材料項[7]繞4圈(x 4線)，從左到有剛好一層。沿與初級繞組相同的旋轉(zhuǎn)方向進行繞制。使繞組均勻分布在整個骨架上。保持初級屏蔽繞組的此端不連接。將末端彎折90度，在骨架中部切斷導線。添加3層膠帶(表2材料項[3])以進行絕緣。

次級繞組：以引腳7作為起始引腳，在起始端使用材料項[4]，再使用材表2料項[8]繞3圈(x 3線)。使繞組均勻分布在整個骨架上。沿與初級繞組相同的旋轉(zhuǎn)方向進行繞制。以引腳6作為結(jié)束引腳，使用材表2料項[4]在此引腳上結(jié)束該繞組。添加2層膠帶(表2材料項[3])以進行絕緣。

磁芯裝配：裝配并固定兩半磁芯。表2材料項[1]。

浸漬：在表2材料項[5]中均勻浸漬。不要采用真空浸漬。

表1變壓器制作備注表

表2變壓器制作所用材料表

表3電特性測試規(guī)格表

申請人還在220V的輸入電壓均下，對本發(fā)明開關電源和利用7805制作的非開關的線性電源在不同負載情況下進行輸出電壓的對比測試，測試結(jié)果如下表所示：

表1測試結(jié)果

通過表中測試數(shù)據(jù)發(fā)現(xiàn)，本發(fā)明開關電源相對于利用7805制作的非開關的線性電源的帶負載能力更強，而且輸出電壓穩(wěn)定。

本發(fā)明電路結(jié)構(gòu)簡單，高頻變壓器體積和印制電路板面積都較小，只需要少數(shù)分離原件就可以得到需專用芯片才能實現(xiàn)的電壓輸出性能，通過良好的設計就可以獲得高效和可靠的工作。

上述說明是針對本發(fā)明較佳可行實施例的詳細說明，但實施例并非用以限定本發(fā)明的專利申請范圍，凡本發(fā)明所提示的技術精神下所完成的同等變化或修飾變更，均應屬于本發(fā)明所涵蓋專利范圍。