一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法
【專(zhuān)利摘要】本發(fā)明公開(kāi)一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，包括：采集流過(guò)感抗的電網(wǎng)三相電流信號(hào)；將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)與參考電流信號(hào)進(jìn)行加減比較，得到誤差信號(hào)；將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一PI控制器生成電壓參考值，將所述電壓參考值經(jīng)過(guò)SVM控制器后的輸出疊加至PWM控制器的輸入端；將零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第二PI控制器后疊加至PWM控制器的輸入端；通過(guò)PWM控制器對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)；根據(jù)EL方程模型建立逆變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所述光伏并網(wǎng)逆變器進(jìn)行控制。本發(fā)明的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，能夠提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并能消減EMC的問(wèn)題。
【專(zhuān)利說(shuō)明】
一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及電力電子裝置控制技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方 法。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著工業(yè)現(xiàn)代化生產(chǎn)規(guī)模的不斷擴(kuò)大和人們生活水平的不斷提高，電能供需矛盾 日益突出，節(jié)約電能已經(jīng)成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)，具有特別重要的社會(huì)意義與經(jīng)濟(jì)意義。能源 危機(jī)對(duì)于緩解能源短缺和環(huán)境危機(jī)，保障社會(huì)可持續(xù)發(fā)展，維護(hù)國(guó)家能源安全起到了重要 的作用。
[0003] 而電能回饋是近年來(lái)用以節(jié)約電能的最有效的方法。因此，人們開(kāi)始更加重視能 量回饋系統(tǒng)的發(fā)展。進(jìn)行能量變換的電力電子接口通常采用逆變器。逆變器的控制性能直 接決定了并網(wǎng)系統(tǒng)的供電可靠性和魯棒性。
[0004] 逆變器是一種DC to AC的變壓器，與轉(zhuǎn)化器是一種電壓逆變的過(guò)程。轉(zhuǎn)換器是將 電網(wǎng)的交流電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榉€(wěn)定的12V直流輸出，而逆變器是將Adapter輸出的12V直流電壓轉(zhuǎn) 變?yōu)楦哳l的高壓交流電。兩個(gè)部分同樣都采用了用得比較多的脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)。其核心 部分都是一個(gè)PWM集成控制器。Adapter用的是UC3842,逆變器則采用TL5001芯片。TL5001的 工作電壓范圍3.6~40V，其內(nèi)部設(shè)有一個(gè)誤差放大器，一個(gè)調(diào)節(jié)器、振蕩器、有死區(qū)控制的 PWM發(fā)生器、低壓保護(hù)回路及短路保護(hù)回路等。
[0005] 逆變器的輸入接口部分有3個(gè)信號(hào)，12V直流輸入VIN、工作使能電壓ENB及Panel電 流控制信號(hào)DMJIN由Adapter提供，ENB電壓由主板上的MCU提供，其值為0或3V，當(dāng)ENB = 0 時(shí)，逆變器不工作，而ENB = 3V時(shí)，逆變器處于正常工作狀態(tài);而D頂電壓由主板提供，其變化 范圍在0~5V之間，將不同的D頂值反饋給PWM控制器反饋端，逆變器向負(fù)載提供的電流也將 不同，DIM值越小，逆變器輸出的電流就越大。
[0006] 逆變器電壓?jiǎn)?dòng)回路通常為:ENB為高電平時(shí)，輸出高壓去點(diǎn)亮Pane 1的背光燈燈 管。
[0007] 逆變器PWM控制器由以下幾個(gè)功能組成：內(nèi)部參考電壓、誤差放大器、振蕩器和 PWM、過(guò)壓保護(hù)、欠壓保護(hù)、短路保護(hù)、輸出晶體管。
[0008] 逆變器直流變換由M0S開(kāi)關(guān)管和儲(chǔ)能電感組成電壓變換電路，輸入的脈沖經(jīng)過(guò)推 挽放大器放大后驅(qū)動(dòng)M0S管做開(kāi)關(guān)動(dòng)作，使得直流電壓對(duì)電感進(jìn)行充放電，這樣電感的另一 端就能得到交流電壓。
[0009 ]逆變器LC振蕩及輸出回路:保證燈管啟動(dòng)需要的1600V電壓，并在燈管啟動(dòng)以后將 電壓降至800V。
[0010] 逆變器輸出電壓反饋：當(dāng)負(fù)載工作時(shí)，反饋采樣電壓，起到穩(wěn)定I逆變器電壓輸出 的作用。
[0011] 逆變器按控制方式分類(lèi)，可分為電壓源電壓控制、電壓源電流控制、電流源電壓控 制和電流源電流控制四種方法。電流源逆變器是指在其直流側(cè)串聯(lián)一大電感，以提供穩(wěn)定 的直流電流輸入。但是，由于采用大電感的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)差，大部分的并網(wǎng)逆變器均采用電 壓源逆變器。
[0012] 從電壓、電流的控制方式來(lái)說(shuō)，逆變器電壓控制相當(dāng)于將逆變器等效為一個(gè)電壓 源，控制其輸出電壓的相位、頻率、幅值達(dá)到系統(tǒng)要求。電流控制逆變器是將逆變器等效為 一個(gè)電流源，對(duì)其輸出的電流進(jìn)行幅值、頻率、相位的控制。
[0013] 目前，電壓控制方式主要應(yīng)用于獨(dú)立運(yùn)行的逆變器，以滿(mǎn)足負(fù)載端的需要。尤其是 很多負(fù)載對(duì)加在上面的電壓有較高的要求，因此在這種情況下多采用電壓作為控制量進(jìn)行 閉環(huán)控制。
[0014] 而電流控制方式主要應(yīng)用于并網(wǎng)逆變器，直接控制其輸出電流達(dá)到并網(wǎng)要求。直 接控制并網(wǎng)電流跟蹤給定電流的并網(wǎng)逆變器控制方式應(yīng)用更加廣泛。其控制策略簡(jiǎn)單易于 設(shè)計(jì)，只要變換不同控制器，就可以采用不同方式進(jìn)行并網(wǎng)控制。具體方式只需要控制逆變 器的輸出電流以跟蹤市電電壓，同時(shí)設(shè)定輸出電流的大小，即可達(dá)到并網(wǎng)運(yùn)行的目的。由于 其控制方法相對(duì)簡(jiǎn)單，效果也比較好，因此使用廣泛。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0015] 本發(fā)明正是基于以上一個(gè)或多個(gè)問(wèn)題，提供一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，能夠 提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性，并能消減EMC的問(wèn)題。
[0016] 其中，所述逆變器采用絕緣柵雙極型晶體管作為主電路的開(kāi)關(guān)器件，所述光伏并 網(wǎng)逆變器控制方法包括：
[0017] 采集流過(guò)感抗的電網(wǎng)三相電流信號(hào)；
[0018] 將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)與參考電流信號(hào)進(jìn)行加減比較，得到誤差信號(hào)；
[0019] 將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一 PI控制器生成電壓參考值，將所述電壓參考值經(jīng)過(guò)SVM 控制器后的輸出疊加至PWM控制器的輸入端；
[0020] 將零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第二PI 控制器后疊加至PWM控制器的輸入端；
[0021] 通過(guò)PWM控制器對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)；
[0022] 根據(jù)EL方程模型建立逆變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所述光伏并網(wǎng)逆變 器進(jìn)行控制。
[0023] 進(jìn)一步的，所述將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)與參考電流信號(hào)進(jìn)行加減比較，得到誤 差信號(hào)包括：
[0024]將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)進(jìn)行Clark變換得到邱坐標(biāo)系下的電流以及零序電流；
[0025] 將所述邱坐標(biāo)系下的電流進(jìn)行park變換得到dq坐標(biāo)系下的電流信號(hào)，將dq坐標(biāo)系 下的電流信號(hào)與參考電流的dq電流分量分別進(jìn)行加減比較得到所述誤差信號(hào)。
[0026] 進(jìn)一步的，所述將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一PI控制器生成電壓參考值包括：
[0027] 將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)所述第一 PI控制器生成dq坐標(biāo)系下的電壓參考值；
[0028] 通過(guò)反park變換生成在邱坐標(biāo)系下的電壓參考值。
[0029 ]進(jìn)一步的，將d q坐標(biāo)系下的電流信號(hào)與參考電流的d q電流分量分別進(jìn)行加減比 較，得到所述誤差信號(hào)，所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一PI控制器后的輸出值逐漸趨近于dq坐標(biāo)系 下的電壓參考值。
[0030] 進(jìn)一步的，將零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果 經(jīng)過(guò)第二PI控制器后的輸出值逐漸趨近于零序參考電流。
[0031] 進(jìn)一步的，對(duì)邱坐標(biāo)系下的電流進(jìn)行park變換與對(duì)dq坐標(biāo)系下的電壓參考值進(jìn)行 的反park變換互為反向。
[0032]進(jìn)一步的，所述逆變控制模型的模型為三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，所述逆變 控制模型為基于EL方程模型的無(wú)源控制器。
[0033]進(jìn)一步的，所述根據(jù)基于EL方程模型建立逆變控制模型包括：
[0034]獲取逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流；
[0035]獲取逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流；
[0036]根據(jù)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流，及所述逆變器直流側(cè)最大功率 點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流，基于EL方程模型建立逆變控制模型；
[0037]所述逆變控制模型的輸入為所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流，及所述 逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流;所述逆變器的輸出為三相靜止坐標(biāo)系下 的開(kāi)關(guān)函數(shù)。
[0038]進(jìn)一步的，所述根據(jù)基于EL方程模型建立逆變控制模型包括：
[0039]對(duì)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電流進(jìn)行park變換，以獲得dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電 流；
[0040]對(duì)所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的線(xiàn)開(kāi)關(guān)函數(shù)進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下 的開(kāi)關(guān)函數(shù)；
[0041]對(duì)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電 壓；
[0042]將所述dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流，dq坐標(biāo)系下的開(kāi)關(guān)函數(shù)，dq坐標(biāo)系下的交流側(cè) 電壓代入所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，獲得所述逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù) 學(xué)模型；
[0043] 根據(jù)EL方程模型和所述逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型建立所述逆變控制模型。
[0044] 進(jìn)一步的，所述逆變器的輸出為：
[0046] 其中，A 5 = 5^^。二、5^。分別為所述逆變控制模型的輸出在三相靜止坐標(biāo)系 下的開(kāi)關(guān)函數(shù)，34、53。以。分別為所述逆變控制模型的輸出在三相靜止坐標(biāo)系下的線(xiàn)開(kāi)關(guān) 函數(shù)。
[0047] 本發(fā)明提供的一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，保留了 SVM的調(diào)制方法，同時(shí)對(duì)中高 頻所產(chǎn)生的零序電流的開(kāi)環(huán)控制引入閉環(huán)控制，有效改善了系統(tǒng)在共模電壓減少方面的作 用。不同于一般的SPEM調(diào)制方法，此方法結(jié)合了 SVM方法的優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，解決了 EMC以及共模 電流引起的振蕩等問(wèn)題，可以有效提高系統(tǒng)DQ控制器的閉環(huán)控制裕度，同時(shí)又能減少電感 上振蕩電流引起的噪音問(wèn)題。此外，本發(fā)明通過(guò)獲取逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電 流，獲取逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流，根據(jù)基于EL方程模型建立的逆 變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所述逆變器進(jìn)行控制。減小在電網(wǎng)不平衡時(shí)光伏并網(wǎng) 逆變器并入電網(wǎng)的交流電流諧波，并實(shí)現(xiàn)了電流的動(dòng)態(tài)解耦，提高了逆變器的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài) 性能。
【附圖說(shuō)明】
[0048] 圖1是本發(fā)明實(shí)施例一的一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法的流程圖；
[0049] 圖2是本發(fā)明實(shí)施例二的逆變器系統(tǒng)控制框圖；
[0050] 圖3是本發(fā)明實(shí)施例二的連接中點(diǎn)NPC拓?fù)洌?br>[00511圖4是本發(fā)明實(shí)施例二通過(guò)電阻連接中點(diǎn)NPC拓?fù)洌?br>[0052]圖5是本發(fā)明實(shí)施例二零序控制器結(jié)構(gòu)圖。
【具體實(shí)施方式】
[0053]下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。需要說(shuō)明的是，如果不沖突，本發(fā) 明實(shí)施例以及實(shí)施例中的各個(gè)特征可以相互結(jié)合，均在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
[0054] 實(shí)施例一
[0055]本發(fā)明實(shí)施例一提供一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其中，所述逆變器采用絕緣 柵雙極型晶體管作為主電路的開(kāi)關(guān)器件，PWM波的調(diào)制方式為SPWM波。如圖1所示，該方法包 括：
[0056] 101、采集流過(guò)感抗的電網(wǎng)三相電流信號(hào)；
[0057] 102、將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)與參考電流信號(hào)進(jìn)行加減比較，得到誤差信號(hào)；
[0058]具體的，該步驟包括：
[0059]將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)進(jìn)行Clark變換得到邱坐標(biāo)系下的電流以及零序電流； [0060]將邱坐標(biāo)系下的電流進(jìn)行park變換得到dq坐標(biāo)系下的電流信號(hào)，將dq坐標(biāo)系下的 電流信號(hào)與參考電流的dq電流分量分別進(jìn)行加減比較得到誤差信號(hào)。本步驟中，將dq坐標(biāo) 系下的電流信號(hào)與參考電流的dq電流分量分別進(jìn)行加減比較，得到誤差信號(hào)，所述誤差信 號(hào)經(jīng)過(guò)第一 PI控制器后的輸出值逐漸趨近于dq坐標(biāo)系下的電壓參考值。
[0061] 103、將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一 PI控制器生成電壓參考值，將所述電壓參考值經(jīng)過(guò) SVM控制器后的輸出疊加至PWM控制器的輸入端；
[0062] 其中，所述將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一PI控制器生成電壓參考值包括：
[0063] 將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一 PI控制器生成dq坐標(biāo)系下的電壓參考值；
[0064] 通過(guò)反park變換生成在邱坐標(biāo)系下的電壓參考值。
[0065]其中，對(duì)邱坐標(biāo)系下的電流進(jìn)行park變換與對(duì)dq坐標(biāo)系下的電壓參考值進(jìn)行的反 park變換互為反向。
[0066] 104、將零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第 二PI控制器后疊加至PWM控制器的輸入端；
[0067] 具體的，將零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng) 過(guò)第二PI控制器后的輸出值逐漸趨近于零序參考電流。
[0068] 105、通過(guò)PWM控制器對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)；
[0069] 106、根據(jù)EL方程模型建立逆變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所述逆變器進(jìn) 行控制。
[0070] 其中，所述逆變控制模型的模型為三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，所述逆變控制 模型為基于EL方程模型的無(wú)源控制器。
[0071] 本步驟中，所述根據(jù)基于EL方程模型建立逆變控制模型具體可通過(guò)不同方式實(shí) 現(xiàn)。
[0072] 具體的，所述根據(jù)基于EL方程模型建立逆變控制模型可以包括：
[0073]獲取逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流；
[0074]獲取逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流；
[0075]根據(jù)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流，及所述逆變器直流側(cè)最大功率 點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流，基于EL方程模型建立逆變控制模型；
[0076]所述逆變控制模型的輸入為所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流，及所述 逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流;所述逆變器的輸出為三相靜止坐標(biāo)系下 的開(kāi)關(guān)函數(shù)。
[0077]所述根據(jù)基于EL方程模型建立逆變控制模型也可以包括：
[0078]對(duì)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電流進(jìn)行park變換，以獲得dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電 流；
[0079]對(duì)所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的線(xiàn)開(kāi)關(guān)函數(shù)進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下 的開(kāi)關(guān)函數(shù)；
[0080]對(duì)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電 壓；
[0081]將所述dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流，dq坐標(biāo)系下的開(kāi)關(guān)函數(shù)，dq坐標(biāo)系下的交流側(cè) 電壓代入所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，獲得所述逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù) 學(xué)模型；
[0082]根據(jù)EL方程模型和所述逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型建立所述逆變控制模型。 [0083]其中：所述逆變器的輸出為：
[0085] 其中，A 5 = 5^^。二、5^。分別為所述逆變控制模型的輸出在三相靜止坐標(biāo)系 下的開(kāi)關(guān)函數(shù)，34、53。以。分別為所述逆變控制模型的輸出在三相靜止坐標(biāo)系下的線(xiàn)開(kāi)關(guān) 函數(shù)。。
[0086] 本發(fā)明提供的一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，保留了 SVM的調(diào)制方法，同時(shí)對(duì)中高 頻所產(chǎn)生的零序電流的開(kāi)環(huán)控制引入閉環(huán)控制，有效改善了系統(tǒng)在共模電壓減少方面的作 用。不同于一般的SPEM調(diào)制方法，此方法結(jié)合了 SVM方法的優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，解決了 EMC以及共模 電流引起的振蕩等問(wèn)題，可以有效提高系統(tǒng)DQ控制器的閉環(huán)控制裕度，同時(shí)又能減少電感 上振蕩電流引起的噪音問(wèn)題。此外，本發(fā)明通過(guò)獲取逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電 流，獲取逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流，根據(jù)基于EL方程模型建立的逆 變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所述逆變器進(jìn)行控制。減小在電網(wǎng)不平衡時(shí)光伏并網(wǎng) 逆變器并入電網(wǎng)的交流電流諧波，并實(shí)現(xiàn)了電流的動(dòng)態(tài)解耦，提高了逆變器的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài) 性能。
[0087] 實(shí)施例二
[0088] 本發(fā)明實(shí)施例一提供一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其中，所述逆變器結(jié)構(gòu)如圖2 所示，其中，控制部分的輸入為交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓，三相電流，逆變器直流側(cè)最大功率電 壓Udcm和最大功率點(diǎn)電流idem;輸出為開(kāi)關(guān)函數(shù)3 3^、5。，通過(guò)開(kāi)關(guān)函數(shù)53^、5。實(shí)現(xiàn)空間矢 量脈寬調(diào)制SVPWM。根據(jù)基于EL方程模型建立的逆變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所 述逆變器進(jìn)行控制。
[0089] 本實(shí)施例采用了圖3和圖4的拓?fù)潆娐?。其具體的控制方法如圖1所示。本控制方法 應(yīng)用于ia+ib+i c不等于0所述引入的Iz電流的控制器。由于產(chǎn)生的Iz電流無(wú)法由DQ軸控制直 接控制，必須對(duì)I z電流設(shè)計(jì)一個(gè)新的控制器來(lái)完成閉環(huán)控制目的。
[0090] 具體的，本實(shí)施例提供一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，包括以下步驟：
[0091] 201、采集流過(guò)感抗的電網(wǎng)三相電流信號(hào)；
[0092] 202、將電流信號(hào)進(jìn)行clark變換獲得在邱坐標(biāo)系下的電流信號(hào)ia，i e以及零序電流 iz；
[0093] 203、將邱坐標(biāo)系下的電流信號(hào)ia，ie進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下的電流信號(hào) isq，isd，將isq和isd與控制裝置給出的參考電流的dq電流分量i sqref，isdref分別進(jìn)行加減比 較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第一 PI控制器后生成dq坐標(biāo)系下的電壓參考值Vsqref和 Vsdref，將isq，isd與參考電流分量isqref，isdref分別進(jìn)行加減比較，將加減比較后的結(jié)果通過(guò) PI控制器后的輸出值再加上dq坐標(biāo)系下的電壓參考值Vsqref和Vsdref之和并通過(guò)反park變換 生成在邱坐標(biāo)系下電壓參考值Vsqref和Vsdref，將Vsqref和Vsdreff經(jīng)過(guò)SVM控制器后的輸出疊加 至PWM控制器的輸入端上，具體的，其對(duì)對(duì)邱坐標(biāo)系下的電流進(jìn)行park變換與對(duì)dq坐標(biāo)系下 的電壓參考值進(jìn)行的反park變換互為反向。
[0094] 204、將零序電流iz與由控制裝置給出的零序參考電流izref進(jìn)行加減比較，將加減 比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第二PI控制器后疊加至PWM控制器的輸入端上；
[0095] 20 5、通過(guò)P麗控制器對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)。
[0096]如圖5所示，本發(fā)明在于1)通過(guò)Clark變換獲取零序電流;2)由控制裝置給出零序 參考電流;3)對(duì)零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減運(yùn)算;4)將控制誤差輸入第二PI控制器， 第二PI控制器通過(guò)控制誤差對(duì)零序電流進(jìn)行調(diào)節(jié)。其中第二PI控制器可以為帶限幅功能的 誤差放大器;5)第二PI控制器的輸出直接加在PWM控制器的輸入端?？刂破饔闪阈螂娏髋c零 序參考電流之間的誤差，通過(guò)PI控制器輸出調(diào)節(jié)PWM，來(lái)實(shí)現(xiàn)閉環(huán)調(diào)節(jié)零序電流的目的。經(jīng) 過(guò)加減比較，加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第二PI控制器后的輸出值逐漸趨近與零序參考電 流。
[0097]以上所述僅為本發(fā)明的實(shí)施方式，并非因此限制本發(fā)明的專(zhuān)利范圍，凡是利用本 發(fā)明說(shuō)明書(shū)及附圖內(nèi)容所作的等效結(jié)構(gòu)或等效流程變換，或直接或間接運(yùn)用在其他相關(guān)的 技術(shù)領(lǐng)域，均同理包括在本發(fā)明的專(zhuān)利保護(hù)范圍。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，包括： 采集流過(guò)感抗的電網(wǎng)三相電流信號(hào)； 將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)與參考電流信號(hào)進(jìn)行加減比較，得到誤差信號(hào)； 將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第一 PI控制器生成電壓參考值，將所述電壓參考值經(jīng)過(guò)SVM控制 器后的輸出疊加至PWM控制器的輸入端； 將零序電流與零序參考電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第二PI控制 器后疊加至PWM控制器的輸入端； 通過(guò)PWM控制器對(duì)輸出電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)； 根據(jù)EL方程模型建立逆變控制模型，在電網(wǎng)不平衡情況下，對(duì)所述光伏并網(wǎng)逆變器進(jìn) 行控制。2. 如權(quán)利要求1所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所述將所述電網(wǎng)三相電 流信號(hào)與參考電流信號(hào)進(jìn)行加減比較，得到誤差信號(hào)包括： 將所述電網(wǎng)三相電流信號(hào)進(jìn)行Clark變換得到αβ坐標(biāo)系下的電流以及零序電流； 將所述邱坐標(biāo)系下的電流進(jìn)行park變換得到dq坐標(biāo)系下的電流信號(hào)，將dq坐標(biāo)系下的 電流信號(hào)與參考電流的dq電流分量分別進(jìn)行加減比較得到所述誤差信號(hào)。3. 如權(quán)利要求2所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所述將所述誤差信號(hào)經(jīng) 過(guò)第一 PI控制器生成電壓參考值包括： 將所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)所述第一 PI控制器生成dq坐標(biāo)系下的電壓參考值； 通過(guò)反park變換生成在αβ坐標(biāo)系下的電壓參考值。4. 如權(quán)利要求2所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，將dq坐標(biāo)系下的電流信 號(hào)與參考電流的dq電流分量分別進(jìn)行加減比較，得到所述誤差信號(hào)，所述誤差信號(hào)經(jīng)過(guò)第 一 PI控制器后的輸出值逐漸趨近于dq坐標(biāo)系下的電壓參考值。5. 如權(quán)利要求1所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，將零序電流與零序參考 電流進(jìn)行加減比較，將加減比較后得到的結(jié)果經(jīng)過(guò)第二PI控制器后的輸出值逐漸趨近于零 序參考電流。6. 如權(quán)利要求3所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于:對(duì)αβ坐標(biāo)系下的電流進(jìn) 行park變換與對(duì)dq坐標(biāo)系下的電壓參考值進(jìn)行的反park變換互為反向。7. 如權(quán)利要求1所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于： 所述逆變控制模型的模型為三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，所述逆變控制模型為基于 EL方程模型的無(wú)源控制器。8. 如權(quán)利要求7所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于， 所述根據(jù)基于EL方程模型建立逆變控制模型包括： 獲取逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流； 獲取逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流； 根據(jù)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流，及所述逆變器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電 壓和最大功率點(diǎn)電流，基于EL方程模型建立逆變控制模型； 所述逆變控制模型的輸入為所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓和三相電流，及所述逆變 器直流側(cè)最大功率點(diǎn)電壓和最大功率點(diǎn)電流;所述逆變器的輸出為三相靜止坐標(biāo)系下的開(kāi) 關(guān)函數(shù)。9. 如權(quán)利要求7所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所述根據(jù)基于EL方程模 型建立逆變控制模型包括： 對(duì)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電流進(jìn)行park變換，以獲得dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流； 對(duì)所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的線(xiàn)開(kāi)關(guān)函數(shù)進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下的開(kāi) 關(guān)函數(shù)； 對(duì)所述逆變器交流側(cè)的三相線(xiàn)電壓進(jìn)行park變換，獲得dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電壓； 將所述dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流，dq坐標(biāo)系下的開(kāi)關(guān)函數(shù)，dq坐標(biāo)系下的交流側(cè)電壓 代入所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，獲得所述逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模 型； 根據(jù)EL方程模型和所述逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型建立所述逆變控制模型。10. 如權(quán)利要求7所述的光伏并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所述逆變控制模型的 輸出為：其中，Δ 5 = 5^^。；^分別為所述逆變控制模型的輸出在三相靜止坐標(biāo)系下的 開(kāi)關(guān)函數(shù)，34、53?！?。分別為所述逆變控制模型的輸出在三相靜止坐標(biāo)系下的線(xiàn)開(kāi)關(guān)函數(shù)。
【文檔編號(hào)】H02M7/537GK105958808SQ201510947249
【公開(kāi)日】2016年9月21日
【申請(qǐng)日】2015年12月16日
【發(fā)明人】郭利輝, 張?jiān)?
【申請(qǐng)人】許昌學(xué)院