專利名稱：高頻功率放大器電路及無線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對(duì)應(yīng)用到高頻功率放大器電路有效的技術(shù)，該高頻功率放大器電路使用在例如蜂窩電話等等的無線通信系統(tǒng)中，用于放大和輸出高頻信號(hào)，以及涉及使用該高頻功率放大器電路的無線通信系統(tǒng)；并且更具體地，涉及用于改進(jìn)無線通信系統(tǒng)輸出功率的檢測準(zhǔn)確性的技術(shù)，其中該無線通信系統(tǒng)具有一個(gè)用于通過使用電流檢測方法來執(zhí)行輸出功率檢測的檢測電路，其中對(duì)于高頻功率放大器電路的反饋控制，輸出功率的檢測是必需的。
背景技術(shù)：
通常，用于在調(diào)制之后放大信號(hào)的高頻功率放大器電路安置在例如蜂窩電話等無線通信設(shè)備(移動(dòng)無線通信設(shè)備)的發(fā)射端的輸出單元中。常規(guī)的無線通信設(shè)備設(shè)置有一個(gè)自動(dòng)功率控制電路(APC電路)，用于通過檢測高頻功率放大器電路的輸出電平，以將一發(fā)射要求電平(輸出電平指定信號(hào))與一檢測信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生一個(gè)實(shí)現(xiàn)高頻功率放大器電路的反饋控制的輸出控制信號(hào)Vapc，以控制高頻功率放大器電路的放大系數(shù)，使得輸出功率對(duì)應(yīng)于從基帶電路或者微處理器的控制電路等輸送的發(fā)射要求信號(hào)(例如，參考專利文件1)。在過去，通常通過使用耦合器來執(zhí)行所述反饋控制所必需的輸出電平檢測。
使用耦合器的常用高頻功率放大器電路的輸出電平的檢測方法使得減小模塊尺寸變得很難。此外，在使用耦合器的情況下，當(dāng)將一個(gè)參考電壓施加到耦合器一端以提高檢測靈敏度時(shí)，需要一些時(shí)間。在這種情況下，因?yàn)樾枰鶕?jù)組件的變化來進(jìn)行參考電壓的最優(yōu)設(shè)定，以及調(diào)整電壓等等，所以導(dǎo)致了設(shè)定者負(fù)擔(dān)將會(huì)增加的缺陷。使用耦合器還會(huì)導(dǎo)致發(fā)生相對(duì)大的功率損失的缺陷。
因此，本發(fā)明的申請人已經(jīng)開發(fā)了與基于電流檢測方法的無線通信系統(tǒng)有關(guān)的發(fā)明，其包括一個(gè)電流檢測晶體管，用于接收功率放大晶體管的輸入信號(hào)，并且輸出一個(gè)與功率放大晶體管中流動(dòng)的電流成比例的電流，其中所述功率放大晶體管用于放大高頻信號(hào)；以及一個(gè)電流鏡電路，用于輸送該電流檢測晶體管的電流，其中，由該電流鏡電路產(chǎn)生的電流被變換為一個(gè)電壓，以作為一個(gè)輸出電平檢測信號(hào)使用，由此通過將檢測的輸出電平與一個(gè)發(fā)射要求電平進(jìn)行比較，來控制輸出電平，而且此后申請人已經(jīng)對(duì)該專利提交了申請(專利文件2)。
日本未審專利公開No.2000-151310[專利文件2]日本專利申請公開No.2000-523757發(fā)明內(nèi)容圖12是概括地示出由本申請人開發(fā)的高頻功率放大器電路的反饋控制系統(tǒng)的方框圖，其具有基于電流檢測方法的輸出功率檢測電路。在圖12中，參考數(shù)字10表示功率放大器電路，用于放大高頻信號(hào)Pin；20表示輸出功率檢測電路，用于檢測功率放大器電路10的輸出電平，并且輸出與該輸出電平對(duì)應(yīng)的電流；40表示一個(gè)電阻，其作用為一電流-電壓變換裝置，用來將輸出功率檢測電路20的輸出電流變換成一個(gè)電壓；以及50表示一個(gè)差分放大器(APC電路)，用于將該電流-電壓變換裝置40的輸出電壓與從基帶電路或微處理器控制電路等等(例如，參考專利文件1)輸送來的輸出電平指定信號(hào)Vramp作比較。反饋控制系統(tǒng)具有這樣一個(gè)配置，使得由差分放大器50產(chǎn)生依據(jù)輸入電位差的控制信號(hào)Vapc，并將其輸入到功率放大器10，由此通過控制功率放大器10的增益來控制輸出功率。
輸出功率檢測電路20包括檢測晶體管Q1，其中經(jīng)由一個(gè)電阻R1將與功率放大器10的最后放大級(jí)中的功率放大晶體管(未示出)的輸入信號(hào)相同的信號(hào)施加到該檢測晶體管Q1的柵極端上；電流鏡晶體管Q2，其經(jīng)由電阻R2與晶體管Q1串聯(lián)；晶體管Q3，其以電流鏡的方式與晶體管Q2連接；以及平方根變換電路21，用于將晶體管Q3的漏極電流變換為一個(gè)等于該漏極電流的平方根的電流，以及通過合理地設(shè)置功率放大晶體管與檢測晶體管Q1的尺寸比例n(例如，n＝10)，使得一個(gè)與功率放大晶體管中流動(dòng)的電流成比例的電流在檢測晶體管Q1中流動(dòng)。此外，通過包含晶體管Q2、Q3的電流鏡電路將晶體管Q1的電流傳送到晶體管Q3，從而將晶體管Q3中流動(dòng)的漏極電流變?yōu)橐粋€(gè)與功率放大晶體管的輸出功率相關(guān)的電流。設(shè)置平方根變換電路21，以改進(jìn)在低輸出功率區(qū)中的控制靈敏度，而與此有關(guān)的技術(shù)公開在申請人先前提交的專利申請中(參考日本專利申請No.2003-116789)。
對(duì)于基于電流檢測方法的輸出功率檢測電路，如上所述，檢測準(zhǔn)確性被提高到這樣一個(gè)程度，即功率放大器的最后放大級(jí)中的功率放大晶體管的偏置狀態(tài)與檢測晶體管Q1的偏置狀態(tài)相同。因此，與最后放大級(jí)中功率放大晶體管的工作電源電壓相同的電源電壓(通常為電池電壓)被用作輸出功率檢測電路20的工作電源電壓。此外，GSM模式的蜂窩電話的最后放大級(jí)中的功率放大晶體管工作在接近于飽和區(qū)的狀態(tài)下。因此，在圖12所示電路中，電阻R2將檢測晶體管Q1連接到電流鏡晶體管Q2，由此檢查檢測晶體管Q1的漏極電壓，從而使得檢測晶體管Q1的偏置狀態(tài)處于一接近于飽和狀態(tài)的狀態(tài)。結(jié)果是，大大地提高了輸出功率檢測電路20的檢測準(zhǔn)確性。
然而，目前在蜂窩電話中使用的鋰電池在剛充電之后處于大約4.6V的高電壓，而與此相反，在該電池被放電至一個(gè)需要充電的電壓電平之后，其處于大約3.1V的低電壓。因而，在一個(gè)電源電壓Vdd處于最大值(4.6V)或者最小值(3.1V)的情況下，如果輸出功率Pout的偏差ΔPout(即在標(biāo)準(zhǔn)值(3.5V)處輸出功率的偏差ΔPout)如圖所示，那么可以看到ΔPout經(jīng)歷了一個(gè)變化，以形成一個(gè)大的波動(dòng)(swell)，這取決于輸出功率Pout的大小，而在同時(shí)，可以看到，在其電源電壓Vdd處于最大值的輸出功率Pout增大時(shí)的ΔPout變化行為與其電源電壓Vdd處于最小值的輸出功率Pout增大時(shí)的ΔPout變化行為相反，如圖13所示。
因而，需要有一個(gè)用于提供輸出電平指定信號(hào)Vramp的大表格數(shù)據(jù)，以補(bǔ)償ΔPout的變化，從而使得用于存儲(chǔ)該表格數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)器的存儲(chǔ)容量需要增加，同時(shí)準(zhǔn)備這種表格數(shù)據(jù)的時(shí)間周期也要延長，由此導(dǎo)致軟件和硬件成本增加的問題。附帶地，圖13所示曲線涉及到一個(gè)電路，該電路用于經(jīng)由電容C0將從最后放大級(jí)中的功率放大晶體管的輸出端取得的AC分量施加到連接晶體管Q2和電阻R2的節(jié)點(diǎn)上，如圖12所示電路中由虛線所表示的那樣。電容C0的功能將在后面詳細(xì)描述。
本發(fā)明的一個(gè)目的是在無線通信系統(tǒng)中提供一種高頻功率放大器電路，以及提供一種使用該高頻功率放大器電路的無線通信系統(tǒng)。其中，該高頻功率放大器電路能夠減少輸出功率的偏差對(duì)電源電壓的依賴性，以及減少用于補(bǔ)償輸出功率變化的表格數(shù)據(jù)的數(shù)量，由此能夠通過縮短用于準(zhǔn)備表格數(shù)據(jù)的時(shí)間周期同時(shí)減小所需的存儲(chǔ)容量來使成本減少，該無線通信系統(tǒng)通過使用電流檢測方法來執(zhí)行輸出電平的檢測，其中該輸出電平的檢測是高頻功率放大器電路的反饋控制所必須的。
此外，本發(fā)明的又一目的是提供一種高頻功率放大器電路，其能夠提高輸出電平的檢測準(zhǔn)確性，其中該輸出電平的檢測是高頻功率放大器電路的反饋控制所必須的，以及能夠執(zhí)行具有更高精確度的輸出功率控制，以及提供一種使用該高頻功率放大器電路的無線通信系統(tǒng)。
通過參考附圖對(duì)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例的描述，本發(fā)明的以上和其它目的，以及新穎的特征將更加明顯。
本申請中所公開的本發(fā)明的典型實(shí)施例簡述如下。
更具體地，一種無線通信系統(tǒng)，用于通過使用一種電流檢測方法來執(zhí)行輸出電平的檢測，其中該輸入電平的檢測是高頻功率放大器電路的反饋控制所必需的，其包括一個(gè)差分放大器，用于比較一個(gè)輸出功率檢測信號(hào)和一個(gè)輸出電平指定信號(hào)，由此根據(jù)其間的電位差來產(chǎn)生一個(gè)用于控制高頻功率放大器電路的增益的信號(hào)。對(duì)于該無線通信系統(tǒng)，可以將一個(gè)其電壓變化低于高頻功率放大器電路的工作電源電壓的變化的電源電壓用作為該輸出功率檢測電路的工作電源電壓。此外，設(shè)置了一個(gè)電容，經(jīng)由該電容從高頻功率放大器電路的最后放大級(jí)中的功率放大晶體管的輸出側(cè)取得AC分量，由此將其施加到輸出功率檢測電路的內(nèi)部。
通過采用以上所述裝置，由于將變化小的電源電壓作為輸出功率檢測電路的工作電源電壓使用，所以即使根據(jù)電源電壓的變化，輸出功率經(jīng)歷了一個(gè)變化，檢測該變化的晶體管的工作電源電壓也不會(huì)經(jīng)歷太大的變化，從而可以減小輸出功率的偏差對(duì)電源電壓的依賴性。而且，通過安置一個(gè)電容，經(jīng)由該電容從高頻功率放大器電路的最后放大級(jí)中的功率放大晶體管的輸出側(cè)取得AC分量，由此將其施加到輸出功率檢測電路的內(nèi)部，可以在考慮反射波的影響之后，檢測輸出功率電平，從而提高了檢測準(zhǔn)確性，由此使得能夠以更高的精度實(shí)現(xiàn)輸出功率的控制。
此外，優(yōu)選地，設(shè)置第二檢測晶體管和一個(gè)偏置產(chǎn)生電路，使得它們并聯(lián)到第一晶體管(電流檢測晶體管)，其中，該第二檢測晶體管的柵級(jí)端上施加有從高頻功率放大器電路的最后放大級(jí)的功率放大晶體管的輸出側(cè)取得的AC分量，該偏置產(chǎn)生電路用于給第二檢測晶體管的柵極端提供一個(gè)工作點(diǎn)，該第一晶體管的柵極端上施加有與高頻功率放大器電路的最后放大級(jí)中的功率放大器晶體管的輸入信號(hào)相同的信號(hào)。通過這種做法，在考慮反射波的影響之后檢測輸出功率電平的同時(shí)，第二檢測晶體管可以工作在任何合適的工作點(diǎn)上，從而可以改進(jìn)檢測準(zhǔn)確性，由此使得能夠以更高的精確度實(shí)現(xiàn)輸出功率的控制。
正如本申請所公開的，在下面簡要描述從本發(fā)明的典型實(shí)施例獲得的效果。
更具體地，根據(jù)本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)，用于通過使用電流檢測方法，來執(zhí)行高頻功率放大器電路的反饋控制所必需的輸出電平的檢測。對(duì)于該無線通信系統(tǒng)，通過減小輸出功率的偏差對(duì)電源電壓的依賴性，可以減少用于補(bǔ)償輸出功率的變化的表格數(shù)據(jù)的數(shù)量，由此通過縮短準(zhǔn)備表格數(shù)據(jù)的時(shí)間周期，同時(shí)減小必需的存儲(chǔ)容量，來實(shí)現(xiàn)成本減小。另外，本發(fā)明具有的優(yōu)勢效果在于提高了高頻功率放大器電路的反饋控制所必需的輸出電平檢測的準(zhǔn)確性，由此使得能夠以更高的精確度來實(shí)現(xiàn)輸出功率的控制。


圖1是概括地示出根據(jù)本發(fā)明的高頻功率放大器(功率模塊200)的實(shí)施例的配置的方框圖；圖2是示出根據(jù)第一實(shí)施例的圖1中的高頻功率放大器的輸出功率檢測電路220的電路圖；圖3是示出運(yùn)行來找到在應(yīng)用本發(fā)明的圖1所示的系統(tǒng)中輸出功率Pout的輸出偏差的模擬結(jié)果的圖形；圖4(A)和4(B)都是特性圖，其中圖4(A)表示分別在根據(jù)第一實(shí)施例和前述申請的高頻功率放大器電路的反饋控制系統(tǒng)中，功率放大器的輸出電壓Vout和檢測輸出Vsns之間的關(guān)系，以及圖4(B)表示分別在根據(jù)第一實(shí)施例和前述申請的高頻功率放大器電路的反饋控制系統(tǒng)中，輸出電平指定信號(hào)Vramp和輸出功率Pout之間的關(guān)系；圖5是示出根據(jù)本發(fā)明的圖1中的高頻功率放大器電路的輸出功率檢測電路220的第二實(shí)施例的電路圖；圖6是表示輸出控制信號(hào)Vapc與檢測輸出Vsns之間關(guān)系的圖形，其中輸出控制信號(hào)Vapc被輸送到圖1高頻功率放大器電路的偏置控制電路230，用于通過使用圖5的輸出功率檢測電路220來實(shí)現(xiàn)反饋控制，而檢測輸出Vsns是從輸出功率檢測電路220輸送的；圖7是表示在圖1的高頻功率放大器電路中，輸出控制信號(hào)Vapc與輸出功率Pout之間關(guān)系的特性曲線圖；圖8是通過舉例來示出根據(jù)圖5所示的第二實(shí)施例的輸出功率檢測電路220的一個(gè)變型的電路圖；圖9是示出根據(jù)本發(fā)明的圖1所示高頻功率放大器電路的輸出功率檢測電路220的第三實(shí)施例的電路圖；圖10是示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的平方根變換電路221的具體電路實(shí)例的電路圖；圖11是概括地示出應(yīng)用本發(fā)明的能夠基于GSM以及DCS兩個(gè)通信模式進(jìn)行無線通信的雙頻帶型通信系統(tǒng)的配置的方框圖；圖12是概括地示出申請人先前所開發(fā)的高頻功率放大器電路的反饋控制系統(tǒng)的配置的方框圖；以及圖13是示出運(yùn)行來找到在本發(fā)明開發(fā)之前研究的基于電流檢測方法的高頻功率放大器電路的反饋控制系統(tǒng)中的輸出功率Pout的輸出偏差的模擬結(jié)果的圖表。
發(fā)明詳述下面通過參考附圖，來描述本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。
圖1是概括地示出根據(jù)本發(fā)明的高頻功率放大器(功率模塊200)的實(shí)施例的配置的方框圖。在本說明書中，利用設(shè)置在絕緣板(例如陶瓷板)表面上的印刷布線將多個(gè)半導(dǎo)體芯片和分立組件安裝在該絕緣板上，并且該多個(gè)半導(dǎo)體芯片和分立組件被配置為使其被處理成好像是通過利用印刷布線以及各個(gè)焊接線將各個(gè)元件彼此連接而成一個(gè)組件，使得各個(gè)元件能夠完成預(yù)定的功能，其被認(rèn)為是一個(gè)模塊。
根據(jù)本發(fā)明的功率模塊200包括一個(gè)高頻功率放大器單元210，其包括多個(gè)功率放大FET(場效應(yīng)晶體管)，分別用于放大高頻輸入信號(hào)Pin；一個(gè)輸出功率檢測電路220，用于檢測高頻功率放大器單元210的輸出功率；一個(gè)偏置控制電路230，用于給高頻功率放大器單元210的各級(jí)中的功率放大FET提供偏壓，由此來控制流到各個(gè)FET的無功電流(idle current)；以及一個(gè)差分放大器(APC電路)250，用于根據(jù)通過將從外部基帶單元輸送來的輸出電平指定信號(hào)Vramp與一個(gè)從輸出功率檢測電路220輸送來的檢測電壓Vsns相比較所獲得的電位差，來向偏置控制電路230提供控制電壓Vapc。
根據(jù)本實(shí)施例的高頻功率放大器單元210包括功率放大FET211、212、213三個(gè)單元，但不限于此，并且在三個(gè)單元中，各個(gè)后級(jí)中的FET 212、213的各自柵極端分別連接到處于FET 212、213的前一級(jí)中的FET 211、212的各個(gè)漏極端，由此，將三個(gè)級(jí)中的放大器電路構(gòu)成為一個(gè)整體。此外，將偏置控制電路230所提供的柵極偏壓Vb1、Vb2、Vb3施加給各個(gè)級(jí)中的FET 211、212、213的各自柵極端，由此使分別相應(yīng)于這些電壓的無功電流分別流到FET 211、212、213。偏置控制電路230可以是一個(gè)用于通過分阻來產(chǎn)生柵極偏壓Vb1、Vb2、Vb3的分阻類型，或者是一個(gè)通過使用以電流鏡方式連接到在各個(gè)級(jí)中的FET 211、212、213的多個(gè)FET來產(chǎn)生柵極偏壓Vb1、Vb2、Vb3的電流鏡偏置類型。
將電源電壓Vdd經(jīng)由中間的電感L1、L2、L3分別施加到各個(gè)級(jí)中的FET 211、212、213的各個(gè)漏極端。在初始級(jí)中的FET 211的柵極端與輸入端IN之間設(shè)置了一個(gè)阻抗匹配電路241和一個(gè)用于阻隔直流(DC)的電容性元件C1，并且經(jīng)由該阻抗匹配電路以及該電容性元件將高頻功率信號(hào)Pin輸送到FET 211的柵極端。
阻抗匹配電路242以及用于阻隔DC的電容性元件C2將初始級(jí)中的FET 211的漏極端連接到第二級(jí)中的FET 212的柵極端。此外，阻抗匹配電路243以及用于阻隔DC的電容性元件C3將第二級(jí)中的FET 212的漏極端連接到最后級(jí)中的FET 213的柵極端。最后級(jí)中的FET 213的漏極端經(jīng)由中間的阻抗匹配電路244和用于阻隔DC的電容性元件C4連接到輸出端OUT，由此在阻隔輸入高頻信號(hào)Pin的DC成分之后從輸出端OUT發(fā)送一個(gè)信號(hào)Pout，并且放大其AC分量。
此外，在本實(shí)施例中，對(duì)于功率放大FET 211、212、213，分別由被稱為所謂LDMOS(橫向擴(kuò)散型MOSFET)的MOS晶體管制成，該LDMOS的端子橫向擴(kuò)散在芯片上。而且，由虛線包圍的根據(jù)本發(fā)明的功率模塊200的一部分被做成一個(gè)半導(dǎo)體集成電路，但不特別局限于此。然后，該半導(dǎo)體集成電路IC1、高頻功率放大器單元210的電感L1、L2和L3、以及用于輸出到輸出功率檢測電路220的電阻R1和電容C0被安裝在一個(gè)陶瓷板上，由此構(gòu)成功率模塊。
輸出功率檢測電路220被配置成，使得在與在最后級(jí)中的功率放大FET 213的柵極電壓相等的電壓經(jīng)由電阻R1輸送到該功率檢測電路220時(shí)，經(jīng)由電容C0利用連接到最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極端的其中一個(gè)端子取得的AC信號(hào)也被輸送到該功率檢測電路220，由此，根據(jù)該電壓來檢測輸出功率和該AC信號(hào)。
圖2是示出根據(jù)第一實(shí)施例的圖1中的高頻功率放大器的輸出功率檢測電路220的電路圖。
如圖2所示，輸出功率檢測電路220包括檢測晶體管Q1，其中經(jīng)由電阻R1將與在最后級(jí)中的功率放大FET 213的柵極電壓相同的電壓輸送到該檢測晶體管Q1的柵極端，并且與功率放大FET 213的漏極電流成比例的電流流過其中；MOS晶體管Q2，其與晶體管Q1的漏極端與電源電壓端之間的電阻R2串聯(lián)連接；MOS晶體管Q3，其柵極與晶體管Q2的柵極共連；平方根變換電路221，其連接到晶體管Q3的漏極端，用于將晶體管Q3中流動(dòng)的漏極電流變換成與漏極電流的平方根相等的電流Isout；以及電流-電壓變換電阻R3，用于將由平方根變換電路221變換的電流Isout變換成一電壓，由此將該電壓作為檢測電壓Vsns發(fā)送。
電容C0的另一個(gè)端子連接到節(jié)點(diǎn)N0，該節(jié)點(diǎn)N0將MOS晶體管Q2的漏極端和電阻R2進(jìn)行互連，并且將經(jīng)由電容C0從最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極端取得的AC信號(hào)施加到MOS晶體管Q2的漏極端。在MOS晶體管Q2中，其柵極和漏極連接在一起，即，它們是處于所謂的彼此二極管連接，而且晶體管Q2和Q3構(gòu)成一電流鏡電路。在本實(shí)施例中，Q2和Q3的尺寸比例設(shè)定為1∶1，從而導(dǎo)致與Q2的漏極電流相同的電流在Q3中流動(dòng)。
電阻R2用于通過檢查檢測晶體管Q1的漏極電壓而來提供接近于最后級(jí)中的功率放大FET 213的飽和狀態(tài)的偏置，由此工作在接近于飽和區(qū)的區(qū)域，并且電阻R2具有幾百歐姆數(shù)量級(jí)的電阻值。而且，對(duì)于連接到檢測晶體管Q1的柵極的用于輸入的電阻R1，使用具有幾十歐姆電阻值的電阻制成，從而使得功率放大FET213的柵極電壓中的變化可以被完全傳送到檢測晶體管Q1的柵極端。電容C0具有0.5到100pF范圍內(nèi)的電容值。
此外，對(duì)于根據(jù)本實(shí)施例的輸出功率檢測電路220，使用其變化小于電池電壓的變化的恒定電壓Vreg作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓，其是功率放大FET 213的工作電源電壓Vdd。只要恒定電壓Vreg的變化小于電池電壓的變化，恒定電壓Vreg的電平可以高于也可以低于電池電壓的電平，但是，與提供一個(gè)用于產(chǎn)生高于電池電壓的電壓的電路(升壓型DC-DC變換器)相比，在功率效率上，一般認(rèn)為提供一個(gè)用于產(chǎn)生低于電池電壓的電壓的電路會(huì)更好，從而工作電源電壓Vreg優(yōu)選低于電池電壓。在本實(shí)施例中，使用例如在2.8V±0.05V的恒定電壓Vreg。在已經(jīng)可以得到一個(gè)其被配置成使得在此電平上的恒定電壓被從基帶LSI提供給高頻功率放大器單元的偏置控制電路之后，所以可以構(gòu)造成使得通過使用具有這種功能的基帶LSI，將從外部的基帶LSI輸出的恒定電壓Vreg作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓提供。
如上所述，對(duì)于本實(shí)施例，由于具有小變化的電源電壓被用作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓，所以可以減少輸出功率的偏差對(duì)電源電壓的依賴性，如圖3所示。在圖3中，實(shí)線表示在電源電壓Vdd處于允許變化范圍內(nèi)的最大值(4.6V)的情況下，通過運(yùn)行一個(gè)模擬過程得到的在標(biāo)準(zhǔn)值(3.5V)處輸出功率Pout的變化ΔPout；而虛線表示在電源電壓Vdd處于允許變化范圍內(nèi)的最小值(3.1V)的情況下，通過運(yùn)行一個(gè)模擬過程得到的在標(biāo)準(zhǔn)值處輸出功率Pout的變化ΔPout。
根據(jù)GSM規(guī)范，規(guī)定當(dāng)輸出功率在5到11dBm范圍內(nèi)時(shí)，輸出功率Pout的偏差ΔPout是±6dB，而當(dāng)輸出功率在11到35dBm范圍內(nèi)時(shí)，輸出功率Pout的偏差ΔPout是±4dB。在圖3中，點(diǎn)劃線是表示由發(fā)明人考慮GSM規(guī)范所確定的并且是部分用戶期望的目標(biāo)范圍的限制線。從圖3可以明顯地看出，通過采用具有很小變化的電源電壓作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓，可以將輸出功率Pout的偏差ΔPout基本保持在目標(biāo)范圍內(nèi)。而且，通過比較圖3和圖13，很明顯地，與采用具有大的變化的電源電壓(例如與高頻功率放大器單元210的工作電源電壓相等的電池電壓)作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓相比，可以減少在高輸出區(qū)的輸出功率Pout的偏差ΔPout中的變化(波動(dòng))。
在本發(fā)明之前，人們相信與其它方式相比，通過使用與高頻功率放大器單元210的工作電源電壓相同的電壓作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓，由于功率放大FET 213的偏置狀態(tài)接近于檢測晶體管Q1的偏置狀態(tài)，所以能夠獲得更好的結(jié)果。但是，正如上述從圖3可以明顯看出的，通過使用具有小的變化的電壓作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓，在高輸出區(qū)，可以獲得更好的結(jié)果。被確信的是，這是因?yàn)樵诘洼敵鲭娖絽^(qū)，功率放大FET 213和檢測晶體管Q1工作在柵極電壓-漏極電流特性曲線中遠(yuǎn)離飽和區(qū)的相對(duì)線性區(qū)，使得如果各個(gè)偏置狀態(tài)彼此相近，那么該兩個(gè)晶體管之間的行為沒有太大差別，而在高輸出電平區(qū)，功率放大FET 213和檢測晶體管Q1工作在接近于飽和區(qū)的所謂肩部特性(shoulder characteristic)區(qū)，從而使得只要各個(gè)偏置狀態(tài)彼此稍有不同，兩個(gè)晶體管的各自柵極電壓變化范圍就彼此偏離，由此導(dǎo)致各個(gè)漏極電流之間的變化量中出現(xiàn)大的偏差。
此外，對(duì)于根據(jù)本實(shí)施例的輸出功率檢測電路220，由于設(shè)置電容C0，該電容C0用于從最后級(jí)中的功率放大FET 213的輸出側(cè)(漏極端)取得AC信號(hào)，以將其輸送到輸出功率檢測電路220的內(nèi)部節(jié)點(diǎn)中，所以可以在考慮反射波的影響之后檢測輸出功率電平，從而與沒有設(shè)置電容C0的情況相比，提高了檢測準(zhǔn)確性。然而，如同在本發(fā)明的情況中，使用其變化小于高頻功率放大器電路的電源電壓的變化的電壓作為輸出功率檢測電路220的工作電源電壓的技術(shù)，對(duì)用于僅僅通過基于功率放大FET 213的柵極電壓的電流檢測方法而不設(shè)置電容C0來檢測輸出功率的輸出功率檢測電路，同樣也是有效的。
再者，對(duì)于根據(jù)本實(shí)施例的輸出功率檢測電路220，由于設(shè)置有平方根變換電路221，該平方根變換電路221用于將晶體管Q3中流動(dòng)的漏極電流變換成與漏極電流的平方根相等的電流，所以能夠以更高的精確度來控制高頻功率放大器電路的輸出功率。其原因?qū)⒃诖撕笳f明。
在圖4(A)中，根據(jù)第一實(shí)施例，高頻功率放大器電路的輸出電壓Vout與輸出功率檢測電路220的輸出電壓(檢測輸出)Vsns之間的關(guān)系由實(shí)線B1表示。另外，在圖4(B)中，在根據(jù)第一實(shí)施例的控制系統(tǒng)中，輸出電平指定信號(hào)Vramp與輸出功率Pout之間的關(guān)系由實(shí)線B2表示。在圖4(A)和4(B)中，虛線A1、A2分別表示在圖12所示的控制系統(tǒng)中，高頻功率放大器電路的輸出電壓Vout與輸出功率檢測電路221的輸出電壓Vsns之間的關(guān)系，以及輸出電平指定信號(hào)Vramp與輸出功率Pout之間的關(guān)系，其中在圖12所示的控制系統(tǒng)中沒有設(shè)置根據(jù)第一實(shí)施例的平方根變換電路221。在沒有設(shè)置平方根變換電路221的情況下，輸出電壓Vout與檢測輸出Vsns之間的關(guān)系變成基本上線性，如圖4(A)中虛線A1所表示，并且得到的結(jié)果是，相對(duì)于輸出電平指定信號(hào)Vramp，高頻功率放大器電路輸出的變化幅度在低發(fā)射要求電平的區(qū)域(Vramp小的區(qū)域)中變得很大，如圖4(B)中虛線A2所示，也就是說，控制靈敏度將惡化。
反之，設(shè)置有平方根變換電路221時(shí)，正如從圖4(A)中明顯看出的，相對(duì)于輸出電壓Vout，輸出功率檢測電路220的輸出電壓Vsns的變化幅度在輸出功率Pout低的區(qū)域中變大。結(jié)果是，即使相對(duì)于輸出電平指定信號(hào)Vramp，輸出功率Pout的變化幅度在低發(fā)射要求電平的區(qū)域中變大，但在低發(fā)射要求電平的區(qū)域中仍然提高了相對(duì)于(against)輸出電平指定信號(hào)的高頻功率放大器電路的控制靈敏度。由此，能夠以高的精確度在整個(gè)控制范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)高頻放大器電路的輸出功率的控制。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的輸出功率檢測電路220的第二實(shí)施例。
根據(jù)第二實(shí)施例的輸出功率檢測電路220與根據(jù)第一實(shí)施例的輸出功率檢測電路220的區(qū)別在于根據(jù)第二實(shí)施例的輸出功率檢測電路設(shè)置有MOS晶體管Q4，其中將經(jīng)由電容C0從最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極端取得的AC信號(hào)另外經(jīng)由電阻R4施加到MOS晶體管Q4的柵極端，并且晶體管Q4的漏極電壓被施加到互連MOS晶體管Q4的漏極端和電阻R2的節(jié)點(diǎn)N0上，與之比較，在根據(jù)第一實(shí)施例的輸出功率檢測電路220中，其中經(jīng)由電容C0將從最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極端取得的AC信號(hào)施加到互連MOS晶體管Q2的漏極端和電阻R2的節(jié)點(diǎn)N0上。另外，本實(shí)施例具有一種配置，在該配置中，通過用于產(chǎn)生不依賴于電源的參考電壓Vref的參考電壓產(chǎn)生電路222(例如帶隙參考電路)以及用于參考電壓產(chǎn)生電路22輸出端的阻抗變換的電壓跟隨器223，來產(chǎn)生作為輸出功率檢測電路220的電源電壓的恒定電壓Vreg。
同樣，對(duì)于根據(jù)本實(shí)施例的輸出功率檢測電路220，除了檢測晶體管Q1外，還設(shè)置了電容C0，使得可以在考慮反射波的影響之后檢測輸出功率電平，由此使得與沒有設(shè)置電容C0的情況相比，能夠提供檢測準(zhǔn)確性，其中，在檢測晶體管Q1中流動(dòng)與高頻放大FET 213的漏極電流成比例的電流，電容C0用于將從功率放大FET 213的輸出側(cè)取得的AC信號(hào)輸送到輸出功率檢測電路220。另外，電壓跟隨器223可以具有這樣的配置，使得將通過利用串聯(lián)電阻來分壓其輸出所獲得的電壓輸入到放大器的反相輸入端，由此產(chǎn)生并輸出一個(gè)預(yù)定電位的電壓，該預(yù)定電位高于所輸送的參考電壓Vref。
在圖6中，實(shí)線D0表示輸出控制信號(hào)Vapc與檢測輸出Vsns之間的關(guān)系，其中輸出控制信號(hào)Vapc被輸入給圖1中的高頻功率放大器電路的偏置控制電路230，用于利用根據(jù)圖5所示實(shí)施例的輸出功率檢測電路220來實(shí)現(xiàn)反饋控制，而檢測輸出Vsns是從輸出功率檢測電路220輸送來的。實(shí)線D1到D6中的每一個(gè)表示，每次在檢測晶體管Q1之漏極側(cè)上的電阻R2的電阻值逐漸增加時(shí)，輸出控制信號(hào)Vapc和從輸出功率檢測電路220輸送的檢測輸出Vsns之間的關(guān)系。圖7示出了在圖1的高頻功率放大器電路中，輸出控制信號(hào)Vapc和輸出功率Pout之間的關(guān)系。在這方面，由于圖7示出了在APC電路沒有反饋控制的情況下的高頻功率放大器電路的特性，根據(jù)本實(shí)施例，在具有比Vapc和Pout之間關(guān)系更接近的Vapc和Vsns之間關(guān)系的檢測電路特性情況下，Pout和Vsns之間的關(guān)系變得更加線性，從而可以看到，檢測靈敏度將具有更高的精確性。
在圖6中，由實(shí)線D6所表示的在檢測晶體管Q1的漏極側(cè)上的電阻2的電阻值處于最大值時(shí)的特性接近于僅僅設(shè)置有檢測晶體管Q1的檢測電路的特性。在將圖6與圖7進(jìn)行比較后，由于上述原因，顯而易見的是，在根據(jù)本實(shí)施例的輸出功率檢測電路中的例子D0的情況中(其中考慮經(jīng)由電容C0從功率放大FET 213的輸出側(cè)取得AC信號(hào))，能夠以比其它方式更高的精確度檢測輸出功率。
圖8示出了例示的根據(jù)第二實(shí)施例的輸出功率檢測電路220的一個(gè)變型。
該變型與圖5所示的根據(jù)第二實(shí)施例的輸出功率檢測電路220相同，還包括一個(gè)偏置產(chǎn)生電路224，用于將一個(gè)作為工作點(diǎn)的偏壓提供給MOS晶體管Q4的柵極端，其中該MOS晶體管Q4用于接收經(jīng)由電容C0從功率放大FET 213的漏極端取得的AC信號(hào)。
偏置產(chǎn)生電路224包括串聯(lián)連接的電阻R5和MOS晶體管Q5，延伸在電源端和接地點(diǎn)之間，其中電源端上施加有恒定電壓Vreg；電阻R6，用于連接MOS晶體管Q5的柵極端和電流檢測MOS晶體管Q4的柵極端，以及電容C5，延伸在MOS晶體管Q5的柵極端和接地點(diǎn)之間。配置MOS晶體管Q5，使得其柵極端與漏極端連在一起，由此作為一個(gè)二極管起作用。流過電阻R5和晶體管Q5的電流Ibias確定節(jié)點(diǎn)N1處的電位，并將該電位作為偏壓提供給電流檢測MOS晶體管Q4的柵極端。
對(duì)于本實(shí)施例，接近于電流檢測MOS晶體管Q4閾值電壓的電壓值被設(shè)定為偏壓的值，使得電流檢測MOS晶體管Q4能夠經(jīng)歷B類放大操作。通過這樣做，使得與在經(jīng)歷半波整流之前經(jīng)由電容C0輸送的AC波形成比例的電流流到MOS晶體管Q4，由此，使得MOS晶體管Q4的漏極電流包含一個(gè)與所接收的AC信號(hào)的振幅成比例的DC分量。通過由Q2和Q3組成的電流鏡電路，將MOS晶體管Q4的漏極電流和電流檢測MOS晶體管Q1的漏極電流的復(fù)合電流傳送到Q3側(cè)，由此通過平方根變換電路221經(jīng)歷平方根變換，以在隨后在被作為檢測電壓Vsns發(fā)送之前，通過電阻R3將其變換成一電壓。電阻R6和電容C5相當(dāng)于低通濾波器，用來防止經(jīng)由電容C0輸送的AC信號(hào)干擾偏置產(chǎn)生電路224的晶體管Q5。
圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的輸出功率檢測電路220的第三實(shí)施例。
根據(jù)第三實(shí)施例的輸出功率檢測電路220與根據(jù)第二實(shí)施例的輸出功率檢測電路220的區(qū)別僅僅在于經(jīng)由電阻R4，將經(jīng)由電容C0從最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極端取得的AC信號(hào)輸送到電流檢測MOS晶體管Q1的柵極端，其中在電流檢測MOS晶體管Q1的柵級(jí)端上施加有與在最后級(jí)中的功率放大器FET 213的柵極電壓相同的電壓；設(shè)置有MOS晶體管Q7，如同Q1中的情況一樣，該MOS晶體管Q7的柵極上施加有與在最后級(jí)中的功率放大FET 213的柵級(jí)電壓相同的電壓；且MOS晶體管Q7的漏極端連接到晶體管Q3的漏極端，其中晶體管Q3的漏極端是電流鏡傳送的目的地。晶體管2與晶體管Q3的尺寸比例為1∶1。
對(duì)于根據(jù)第三實(shí)施例的輸出功率檢測電路220，使與最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極電流成比例的電流加上根據(jù)經(jīng)由電容C0取得的輸出的AC信號(hào)的復(fù)合電流流進(jìn)晶體管Q1，由此經(jīng)由電流鏡將其傳送到晶體管Q3，并且如同在Q1的情況一樣，將復(fù)合電流減去晶體管Q7的漏極電流之后的電流輸入到平方根變換電路221，由此被變換，其中與最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極電流成比例的電流流進(jìn)晶體管Q7。
在這種情況下，假設(shè)晶體管Q1與晶體管Q7的尺寸比例為1∶M(M＞1)，通過合適地設(shè)定M值，根據(jù)該M值，可以合理地確定基于在最后級(jí)中的功率放大FET 213的柵極電壓的檢測電流與基于經(jīng)由電容C0取得的輸出的AC分量的檢測電流之間的檢測電流的分布。例如，如果晶體管Q1和Q7在尺寸上是相等的，那么輸入到平方根變換電路221的電流只是基于AC分量的檢測電流。根據(jù)本實(shí)施例的輸出功率檢測電路220的優(yōu)點(diǎn)在于可以根據(jù)所用系統(tǒng)，設(shè)定基于功率放大FET 213的柵極電壓的檢測電流與基于經(jīng)由電容C0取得的輸出的AC分量的檢測電流之間的分布。
圖10示出了平方根變換電路221的具體電路實(shí)例。在圖10中，參考數(shù)字20表示部分電路，即從圖2、8等等所示的輸出功率檢測電路220中分別去掉平方根變換電路221的那部分電路。
根據(jù)本實(shí)施例的平方根變換電路221包括第一電流鏡電路31，其包括多個(gè)n溝道MOSFET，該n溝道MOSFET用于使得從電流鏡晶體管Q3輸送來的檢測電流Isns經(jīng)歷比例減??；第二電流鏡電路32，其包括多個(gè)p溝道MOSFET，該p溝道MOSFET用于使得從第一電流鏡電路31輸送來的電流進(jìn)一步經(jīng)歷比例減??；第三電流鏡電路33，其包括多個(gè)p溝道MOSFET，該p溝道MOSFET用于使得來自恒流源38的參考電流Iref經(jīng)歷比例減小；第四電流鏡電路34，其包括多個(gè)p溝道MOSFET，該p溝道MOSFET用于使得從第三電流鏡電路33的傳送目的地上的電流進(jìn)一步經(jīng)歷比例減??；運(yùn)算電路35，用于使用通過這些電流鏡電路分別產(chǎn)生的電流來產(chǎn)生一電流，該電流包括與檢測電流Isns的平方根相對(duì)應(yīng)的一項(xiàng)；偏置電路36，包括與運(yùn)算電路35的MOSFET M4串聯(lián)的MOSFET M5，其上流過與MOSFET M4中的電流相同的電流；MOSFET M6，經(jīng)由電流鏡連接到MOSFETM5，以及MOSFET M7，其串聯(lián)連接到MOSFET M6，其中通過將M4的漏極電壓施加到M7的柵極來給出構(gòu)成運(yùn)算電路35的MOSFETM2和M4之間的工作點(diǎn)；以及電流合成電路37，用于使用通過電流鏡電路32和34分別產(chǎn)生的電流，從包括對(duì)應(yīng)于由運(yùn)算電路35產(chǎn)生的檢測電流Isns的平方根的項(xiàng)的電流中，減去對(duì)應(yīng)于額外項(xiàng)的各個(gè)電流，來輸出與檢測電流Isns的平方根成比例的電流，其中該額外項(xiàng)是除了對(duì)應(yīng)于平方根的項(xiàng)之外的項(xiàng)。
電流鏡電路31到34中的每個(gè)通過將MOSFET對(duì)的尺寸比率(柵極寬度比)設(shè)定為一預(yù)定值來產(chǎn)生成比例減小的電流，該MOSFET對(duì)的各自柵極彼此共連。更具體地，MOSFET對(duì)的尺寸比率(柵極寬度比)分別設(shè)定為預(yù)定值，使得第一電流鏡電路31產(chǎn)生一個(gè)減少到1/10的電流；第二電流鏡電路32產(chǎn)生一個(gè)減少到1/3和1/12的電流，第三電流鏡電路33產(chǎn)生一個(gè)減少到1/8的電流，以及第四電流鏡電路34分別產(chǎn)生減少到1/4和1/16的電流。
假設(shè)等于輸送到平方根電路30的檢測電流Isns的1/30的電流為Is，以及等于來自恒流源38的參考電流Iref的1/32的電流為Ir，流到第一電流鏡電路31和第三電流鏡電路33的各自傳送目的地的電流分別為3Is和4Ir，以及從第二電流鏡電路32和第四電流鏡電路34的各自傳送目的地流向運(yùn)算電路35的電流分別為Is和Ir。
運(yùn)算電路35包括MOSFET M2，其中從第二電流鏡電路32輸入的電流Is在其源極和漏極之間流動(dòng)；MOSFET M4，其中MOSFETM4的柵極端上施加有MOSFET M2的漏極電壓，并且從第四電流鏡電路34輸入的電流Ir在其源極和漏極之間流動(dòng)；MOSFET M3，其中該MOSFET M3的柵極端上同樣施加有MOSFET M2的漏極電壓，并且使得電流合成電路37的傳送源的電流流進(jìn)該MOSFET M3，以及MOSFET M1，其串聯(lián)連接到MOSFET M3的源極側(cè)。配置MOSFETM1，使得其源極和漏極連接在一起，從而相當(dāng)于一個(gè)二極管。此外，設(shè)計(jì)M1到M4中的每一個(gè)，使得在尺寸上彼此相同(柵極寬度和柵極長度)，以及M1到M4中的每一個(gè)設(shè)置有一個(gè)設(shè)定的電源電壓Vdd2，從而使其工作在飽和區(qū)，同時(shí)通過同一處理步驟來制造這些MOSFET，由此具有相同的閾值電壓Vth。
在這種情況下，如果MOSFET M1到M4的各自柵極-源極電壓被分別表示為VGS1、VGS2、VGS3和VGS4，以及它們的各自漏極-源極電壓被分別表示為VDS1、VDS2、VDS3和VDS4，同時(shí)將注意力集中在運(yùn)算電路35的節(jié)點(diǎn)N1，從MOSFET M1和M3側(cè)，節(jié)點(diǎn)N1的電位被確定為Vn1＝VGS1+VGS3，以及從MOSFET M2和M4側(cè)，節(jié)點(diǎn)N1處的電位被確定為Vn1＝VDS2+VDS4，并且由于兩個(gè)電位彼此相等，所以以下等式成立VGS1+VGS3＝VGS2+VGS4由于MOSFET M1和M3彼此串聯(lián)，所以在它們中流動(dòng)的各自電流在大小上是相等的(圖中的Iout)，電流Is從電流鏡電路32流到MOSFET M2，以及電流Ir從電流鏡電路34流到MOSFET M4，從而可以通過下面等式(1)來表示上述等式，該等式(1)基于表示在MOSFET的飽和區(qū)中的漏極電流特性的公式
2[Vth+{(2/β)·(L/W)/(1+λ·VDS)}·Iout]＝Vth+{(2/β)·(L/W)/(1+λ·VDS)}·Is+Vth+{(2/β)(1)·(L/W)/(1+λ·VDS)}·Ir在上述等式(1)中，MOSFET M1到M4的各自元件尺寸L/W是相等的，并且由于MOSFET的元件特性，λ·VDS相對(duì)于“1”小得可以忽略，從而等式(1)可以整理成如下Iout＝(Is+Ir)/2(2)隨后，上述等式(2)可以被下面的等式代替Iout＝(Is+Ir)/4+(Is·Ir)/2(3)因此，等式(3)包括額外項(xiàng)(Is+Ir)/4，而且示出在M3中流動(dòng)的電流Iout可以利用檢測電流Is的平方根來表示。
此外，在根據(jù)圖10所示的實(shí)施例中，設(shè)置有電流合成電路37，該電流合成電路37包括電流鏡MOSFET M8和M9，其各自柵極彼此共連，并且配置電流合成電路37，使得從第二電流鏡電路32輸入的電流Is/4和從第四電流鏡電路34輸入的電流Ir/4都作為電流Iout發(fā)送出，且被加到MOSFET M8中流動(dòng)的電流中，作為電流鏡傳送的源。而且，設(shè)計(jì)MOSFET M8和M9，使得它們的尺寸比為1∶10。結(jié)果是，一個(gè)10倍于比Iout小(Is+Ir)/4之電流的電流流到與MOSFETM8連接的MOSFET M9電流鏡。
現(xiàn)在，示出的是，由電流合成電路37所增加的電流(Is+Ir)/4對(duì)應(yīng)于上述等式(3)的第一項(xiàng)。因而，流到MOSFET M9的電流變成了上述等式(3)之第二項(xiàng)的10倍，即10(Is·Ir)/2＝5(Is·Ir)。在根據(jù)圖10所示的實(shí)施例中，上述電流被送出。因而，來自該電路的輸出電流是一個(gè)與Is的平方根成比例的電流。
同時(shí)，如上所述，電流Is對(duì)應(yīng)于輸出功率檢測電路220的檢測電流Isns的1/30。因而，來自圖10所示電路的輸出電流變成了與輸出功率檢測電路220之檢測電流Isns的平方根成比例的電流。然后，使該電流流到電流-電壓變換40的電阻R3，以變換成一電壓，并且所轉(zhuǎn)換的電壓通過緩沖器41進(jìn)行阻抗轉(zhuǎn)換，由此將其輸入到差分放大器250。
由于溫度系數(shù)沒有包括在等式(3)中，所以根據(jù)本實(shí)施例的平方根電路的輸出電流沒有溫度依賴性，從而如果參考電流Iref是恒定的，工作特性也是恒定的，而不考慮環(huán)境溫度的變化，由此能夠?qū)崿F(xiàn)高度穩(wěn)定的變換。對(duì)于不考慮溫度變化而提供恒定電流的恒流源，已經(jīng)知道，通過將具有正溫度特性的元件與具有負(fù)溫度特性的元件相結(jié)合來實(shí)現(xiàn)溫度的補(bǔ)償，從而可以產(chǎn)生適用于根據(jù)本實(shí)施例的平方根電路的參考電流Iref，由此通過將這種沒有溫度依賴性的恒流電路作為恒定電流源38使用來提供參考電流Iref。
另外，在根據(jù)圖10所示的實(shí)施例的電路中，電路中的每一個(gè)由彼此連接且以兩級(jí)層疊的MOSFET電流鏡對(duì)組成，該電路分別使用在第一電流鏡電路31和第三電流鏡電路33中，并且這趨向于減少各自產(chǎn)生的電流對(duì)電源電壓的依賴性。因此，在高穩(wěn)定電壓作為平方根變換電路221的工作電源電壓Vdd2提供的情況下，如同在電流鏡電路32和34情況一樣，在P溝道MOSFET側(cè)可以分別用一級(jí)中的一個(gè)電流鏡電路來取代上述電路。
接著，圖11是概括地示出能夠進(jìn)行基于GMSK通信方法的無線通信的雙頻帶型通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的方框圖，該系統(tǒng)用在使用900MHz頻率的GSM(全球移動(dòng)通信系統(tǒng))和使用1800MHz頻率的DCS(數(shù)字蜂窩系統(tǒng))的兩個(gè)頻帶中，以作為可以有效應(yīng)用根據(jù)本實(shí)施例的功率模塊的無線通信系統(tǒng)的例子。
在圖11中，ANT表示用于發(fā)射和接收信號(hào)無線電波的天線，以及參考數(shù)字100表示一個(gè)電子設(shè)備(此后稱作RF設(shè)備)，包括高頻信號(hào)處理電路(基帶電路)110，其包含在GSM和DCS系統(tǒng)中能夠執(zhí)行GMSK調(diào)制和解調(diào)的調(diào)制解調(diào)器電路，以及一個(gè)用于根據(jù)發(fā)射數(shù)據(jù)(基帶信號(hào))產(chǎn)生I和Q信號(hào)并且處理從接收信號(hào)中提取的I和Q信號(hào)的電路；半導(dǎo)體集成電路(基帶IC)，用于處理高頻信號(hào)，具有形成在一個(gè)半導(dǎo)體芯片上用于放大接收信號(hào)的低噪聲放大器LNA1、LAN2等等，以及帶通濾波器BPF1、BPF2，用于從發(fā)射信號(hào)中除去諧波分量，以及帶通濾波器BPF3和BPF4等，用于從接收信號(hào)中去除無用的無線電波，其中所有上述部件都安裝在一個(gè)封裝中。Tx-MIX1，Tx-MIX2中每個(gè)都是用于分別上變頻GSM和DCS的發(fā)射信號(hào)的變頻器，同時(shí)Rx-MIX1，Rx-MIX2中每個(gè)都是用于分別下變頻GSM和DCS的接收信號(hào)的變頻器。
此外，在圖11中，參考數(shù)字200表示根據(jù)上述實(shí)施例的功率模塊，用于放大從基帶IC 100輸入的高頻信號(hào)，而參考數(shù)字300表示前端模塊，其包括低通濾波器LPF1、LPF2，用于去除包含在接收信號(hào)中的例如諧波等的噪聲，分支濾波器DPX1、DPX2，用于合成GSM信號(hào)和DCS信號(hào)，或者將GSM信號(hào)和DCS信號(hào)分離，以及開關(guān)T/R-SW，用于在接收信號(hào)和發(fā)射信號(hào)之間切換。
如圖11所示，在本實(shí)施例中，將用于指示是GSM還是DCS情況的模式選擇信號(hào)(控制信號(hào))VBAND從基帶電路110輸入到偏置控制電路230，其中，偏置控制電路230根據(jù)基于控制信號(hào)VBAND的相關(guān)模式來產(chǎn)生偏置電流，由此，將該偏置電流輸入功率放大器210a或者210b。此外，將輸出電平指定信號(hào)Vramp從基帶電路110輸入APC電路(差分放大器)250，其中，APC電路(差分放大器)250通過比較輸出電平指定信號(hào)Vramp與從輸出功率檢測電路220輸送來的檢測電壓，來產(chǎn)生相對(duì)于(against)偏置控制電路230的控制電壓Vapc，而偏置控制電路230根據(jù)控制電壓Vapc來控制功率放大器210a、210b的各自增益，從而使得據(jù)此改變功率放大器210a和210b的各自輸出功率。
而且，除了上述設(shè)備和模塊之外，可以設(shè)置微處理器(CPU)(在圖11中沒有示出)，用于通過產(chǎn)生輸出電平指定信號(hào)來在整體上控制系統(tǒng)，其中，該輸出電平指定信號(hào)作為用于控制信號(hào)和相對(duì)于(against)RF設(shè)備100的功率控制信號(hào)PCS的基準(zhǔn)使用。
已經(jīng)參考前述實(shí)施例，詳細(xì)說明了發(fā)明人所開發(fā)的發(fā)明，我們的意圖是本發(fā)明并不局限于上述實(shí)施例，并且顯而易見的是，本發(fā)明可以做出各種改變和修改，而不背離本發(fā)明的精神和范圍。例如，對(duì)于根據(jù)實(shí)施例的高頻功率放大器，輸出功率檢測電路設(shè)置有平方根變換電路221，但是，可以采用這樣一個(gè)配置，使得省略平方根變換電路221，并且使得電流鏡電路的晶體管Q3的漏極電流直接流到電阻R3，由此變換成電壓。對(duì)于本實(shí)施例，LDMOS分別用于功率放大元件211到213。但是，代替LDMOS，可以使用其它晶體管，例如通過標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝CMOS形成的MOSFET、雙極晶體管、GaAsMESFET、異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(HBT)、HEMT等等。
另外，對(duì)于上述實(shí)施例，用于獲取到輸出功率檢測電路220的AC信號(hào)的電容C0被耦合到靠近高頻功率放大器單元的最后級(jí)中的功率放大FET 213的漏極端的區(qū)域，但是，電容C0可以耦合到阻抗匹配電路244中的區(qū)域部分，或者耦合到靠近其端子的區(qū)域。
在上述說明中，主要說明了將由發(fā)明人開發(fā)的發(fā)明應(yīng)用到功率模塊的情況，功率模塊作為能夠通過GSM和DCS兩種通信系統(tǒng)發(fā)射和接收信號(hào)的雙頻無線電通信系統(tǒng)的一個(gè)構(gòu)成部分，這是本發(fā)明背景技術(shù)中的應(yīng)用領(lǐng)域。但是，本發(fā)明并不局限于此，并且可以用作功率模塊，作為例如蜂窩電話、移動(dòng)電話等的多頻無線通信系統(tǒng)中的一個(gè)構(gòu)成部分，多頻無線通信系統(tǒng)能夠通過其它通信系統(tǒng)發(fā)射和接收信號(hào)，并且包括不少于三個(gè)通信頻帶系統(tǒng)，包括GSM、DCS和PCS(個(gè)人通信系統(tǒng))。
權(quán)利要求
1.一種高頻功率放大器電路，包括一個(gè)輸出功率檢測電路，用于接收一個(gè)來自功率放大器電路的信號(hào)，以由此檢測所述功率放大器電路的輸出功率，該功率放大器電路用于放大一個(gè)高頻信號(hào)；一個(gè)差分放大器電路，用于將所述輸出功率檢測電路輸送的檢測信號(hào)與表示輸出電平的信號(hào)相比較，以由此根據(jù)其間的電位差輸出一個(gè)信號(hào)；和一個(gè)偏置控制電路，用于將基于該差分放大器電路的輸出的一個(gè)偏置提供給所述功率放大器電路，其中，將該輸出功率檢測電路配置成，使得將來自所述功率放大器電路的一個(gè)輸出晶體管的輸入端或輸出端的信號(hào)施加到該輸出功率檢測電路的輸入端，其包括一個(gè)檢測晶體管，其連接到介于該輸出端與電源電壓端之間的一個(gè)電阻；和設(shè)定輸入給電源電壓端的工作電源電壓，使得其變化小于輸入給所述功率放大器電路的電源電壓端的工作電源電壓的變化。
2.一種高頻功率放大器電路，包括一個(gè)輸出功率檢測電路，用于接收一個(gè)來自功率放大器電路的信號(hào)，以由此檢測所述功率放大器電路的輸出功率，該功率放大器電路用于放大一個(gè)高頻信號(hào)；一個(gè)差分放大器電路，用于將從該輸出功率檢測電路輸送的檢測信號(hào)與表示輸出電平的信號(hào)相比較，以由此根據(jù)其間的電位差輸出一個(gè)信號(hào)；和一個(gè)偏置控制電路，用于將基于該差分放大器電路的輸出的一個(gè)偏置提供給該功率放大器電路，其中，該輸出功率檢測電路被配置成，使得將來自所述功率放大器電路的一個(gè)輸出晶體管的輸入端的信號(hào)施加到該輸出功率檢測電路的輸入端，其包括一個(gè)檢測晶體管，其連接到介于該輸出晶體管的輸出端與電源電壓端之間的一個(gè)電阻，其中，將來自所述功率放大器電路的輸出晶體管的輸出端的信號(hào)經(jīng)由一電容施加到所述電阻端子中的一個(gè)端子上，和其中，設(shè)定輸入到電源電壓端的工作電源電壓，使得其變化小于輸入到所述功率放大器電路的電源電壓端的工作電源電壓的變化。
3.一種高頻功率放大器電路，包括一個(gè)輸出功率檢測電路，用于接收一個(gè)來自功率放大器電路的信號(hào)，以由此檢測所述功率放大器電路的輸出功率，該功率放大器電路用于放大一個(gè)高頻信號(hào)；一個(gè)差分放大器電路，用于將該輸出功率檢測電路輸送的檢測信號(hào)與表示輸出電平的信號(hào)相比較，以由此根據(jù)其間的電位差輸出一個(gè)信號(hào)；和一個(gè)偏置控制電路，用于將基于該差分放大器電路的輸出的一個(gè)偏置提供給所述功率放大器電路，其中，該輸出功率檢測電路被配置成，使得將來自所述功率放大器電路的輸出晶體管的輸入端的信號(hào)施加到該輸出功率檢測電路的輸入端，其包括第一檢測晶體管，其連接到介于該輸出晶體管的輸出端與電源電壓端之間的電阻端子中的一個(gè)端子上；和第二檢測晶體管，其輸入端上施加有來自所述功率放大器電路的輸出晶體管的輸出端的信號(hào)，該第二檢測晶體管具有連接到所述電阻的另一端的輸出端，和其中，設(shè)定輸入到該電源電壓端的工作電源電壓，使得其變化小于輸入到所述功率放大器的電源電壓端的工作電源電壓的變化。
4.如權(quán)利要求3所述的高頻功率放大器電路，還包括一個(gè)偏置產(chǎn)生電路，用于產(chǎn)生一個(gè)偏壓，將所述第二檢測晶體管的工作點(diǎn)提供給所述第二檢測晶體管的輸入端。
5.一種高頻功率放大器電路，包括一個(gè)輸出功率檢測電路，用于接收一個(gè)來自功率放大器電路的信號(hào)，以由此檢測所述功率放大器電路的輸出功率，該功率放大器電路用于放大一個(gè)高頻信號(hào)；一個(gè)差分放大器電路，用于將該輸出功率檢測電路輸送的檢測信號(hào)與表示輸出電平的信號(hào)相比較，以由此根據(jù)其間的電位差輸出一個(gè)信號(hào)；和一個(gè)偏置控制電路，用于將基于該差分放大器電路的輸出的一個(gè)偏置提供給所述功率放大器電路，其中，該輸出功率檢測電路被配置成，使得將來自所述功率放大器電路的輸出晶體管的輸入端和輸出端的各個(gè)信號(hào)施加到該輸出功率檢測電路的輸入端上，其包括第一檢測晶體管，其連接到介于所述輸出晶體管的輸出端與電源電壓端之間的第一晶體管，該第一晶體管作為電流鏡電路的一個(gè)組成部分；第二檢測晶體管，其輸入端上施加有來自所述功率放大器電路的輸出晶體管的輸出端的信號(hào)，該第二檢測晶體管具有連接到所述第二晶體管的輸出端的輸出端，所述第二晶體管作為所述電流鏡電路的一個(gè)組成部分；和電流-電壓變換裝置，用于將所述電流鏡的輸出電流變換成電壓，和其中，設(shè)定輸入到電源電壓端的工作電源電壓，使得其變化小于輸入到所述功率放大器電路的電源電壓端的工作電源電壓的變化。
6.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器電路，其中，所述輸出功率檢測電路還包括一個(gè)電流鏡電路，其設(shè)置在所述電阻與所述電源電壓端之間；和一個(gè)電流-電壓變換裝置，用于將所述電流鏡的輸出電流變換成電壓，和其中，將由所述電流-電壓變換裝置變換的電壓作為一個(gè)檢測信號(hào)輸入給所述差分放大器電路。
7.如權(quán)利要求5所述的高頻功率放大電路，還包括一個(gè)平方根變換電路，用于將所述電流鏡的輸出電流變換成一個(gè)等于所述輸出電流的平方根的電流，其中，所述電流-電壓變換裝置將所述平方根變換電路的輸出電流變換成電壓，以由此將其輸入給所述差分放大器電路。
8.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器電路，其中，一個(gè)輸入電阻連接到所述檢測晶體管的輸入端，和其中，設(shè)定所述輸入電阻的電阻值，使其小于連接到所述檢測晶體管的輸出端的電阻的電阻值。
9.如權(quán)利要求1所述的高頻功率放大器電路，其中，所述功率放大器電路包括多個(gè)相繼級(jí)連的放大晶體管，和其中，施加在所述檢測晶體管的輸入端上的信號(hào)與施加在所述功率放大器電路的最后級(jí)中的所述放大晶體管的輸入端上的信號(hào)相同。
10.一種無線通信系統(tǒng)，包括包括根據(jù)權(quán)利要求1的所述高頻功率放大器電路的第一電子組件；包括用于在發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)兩者之間切換的發(fā)射/接收選擇電路的第二電子組件；第三電子組件，用于執(zhí)行發(fā)射信號(hào)的調(diào)制，以由此將其輸送到該第一電子組件；和一個(gè)半導(dǎo)體集成電路，用于控制產(chǎn)生各個(gè)電子組件的控制信號(hào)，其中，表示所述輸出電平的信號(hào)是從用于控制的所述半導(dǎo)體集成電路提供給所述高頻功率放大器電路。
11.如權(quán)利要求10所述的無線通信系統(tǒng)，其中，將一個(gè)輸入給所述電源電壓端的小變化的工作電源電壓或一個(gè)作為其參考電壓的電壓從用于控制的所述半導(dǎo)體集成電路提供給所述高頻功率放大器電路。
全文摘要
提供一種高頻功率放大器電路，其能夠提高輸出電平的檢測準(zhǔn)確性(輸出電平的檢測是高頻功率放大器電路的反饋控制所必需的)，并且能夠以更高的精度執(zhí)行輸出功率控制，在該高頻功率放大器電路中，通過使用現(xiàn)有的檢測方法執(zhí)行輸出電平的檢測(該輸出電平檢測是高頻功率放大器電路的反饋控制所必需的)，以及在一個(gè)電子設(shè)備中，將一個(gè)其變化小于高頻功率放大器電路的電源電壓變化的電源電壓作為輸出功率檢測電路的工作電源電壓使用，其中該電子設(shè)備包括一個(gè)差分放大器，用于將一個(gè)輸出功率檢測信號(hào)與輸出電平指定信號(hào)相比較，并且根據(jù)這兩個(gè)信號(hào)之間的電位差產(chǎn)生一個(gè)用于控制高頻功率放大器電路的增益的信號(hào)。此外，設(shè)置一個(gè)電容，經(jīng)由該電容可以從高頻功率放大器電路的最后放大級(jí)中的功率放大晶體管的輸出側(cè)取得AC分量，以由此將其施加到輸出功率檢測電路的內(nèi)部。
文檔編號(hào)H03F3/193GK1655446SQ20051000674
公開日2005年8月17日 申請日期2005年1月31日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月12日
發(fā)明者筒井孝幸, 山田伸治, 布川康弘 申請人:株式會(huì)社瑞薩科技