專利名稱：使用自適應(yīng)發(fā)射天線陣列的無線傳輸?shù)闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用自適應(yīng)發(fā)射天線陣列的閉環(huán)無線信號傳輸，更具體地，適于在延遲擴展環(huán)境中的傳輸。
背景技術(shù)：
無線通信系統(tǒng)對于數(shù)據(jù)傳輸?shù)闹匾哉找嬖黾?，?yīng)當(dāng)理解，在數(shù)據(jù)的最廣泛意義上覆蓋例如語音或其他聲音和圖像以及抽象數(shù)字信號。
當(dāng)前建議的用于無線通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)包括3GPP(第三代合作組項目)和3GPP2標(biāo)準(zhǔn)，其使用碼分多址(CDMA)以及頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)；歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)委員會(ETSI)的HEPERLAN和HIPERLAN2局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，使用時分雙工(TDD)；以及國際電信聯(lián)盟(ITU)的IMT-2000標(biāo)準(zhǔn)。本發(fā)明適于這些類型的系統(tǒng)以及其他無線通信系統(tǒng)。
為改進系統(tǒng)的通信性能而同時降低系統(tǒng)對噪聲和干擾的敏感，同時限制傳輸功率，分別或組合使用不同的技術(shù)，包括空時分集，其中在不同發(fā)射和/或接收天線元件傳送相同數(shù)據(jù)；以及頻率擴展，例如正交頻分復(fù)用(OFDM)，其中在用子載波頻率區(qū)分的不同信道上擴展相同數(shù)據(jù)。
在接收機，使用復(fù)合信道衰減和相位偏移知識(信道狀態(tài)信息(CSI))來執(zhí)行符號檢測。在接收機通過測量和數(shù)據(jù)一起從發(fā)射機發(fā)射的導(dǎo)頻信號的值獲得信道狀態(tài)信息。信道知識允許根據(jù)最大比例組合技術(shù)聯(lián)合處理接收的信號，在該技術(shù)中，接收信號和估計信道轉(zhuǎn)移矩陣的Hermitian轉(zhuǎn)置相乘。
兩種管理發(fā)射分集的方式被分為“閉環(huán)”和“開環(huán)”。在閉環(huán)信號傳輸中，在接收機使用和傳輸信道相關(guān)的信息來改進通信。例如，提交給ETSI UMTS物理層專家組的文獻(xiàn)Tdoc SMG2 UMTS-L1 318/98說明了發(fā)射自適應(yīng)陣列(TxAA)FDD方案的操作，其中在各發(fā)射天線，專用信道和相同數(shù)據(jù)以及代碼一同發(fā)射，但具有各天線特定的幅度以及相位加權(quán)。接收機使用公共信道上傳送的導(dǎo)頻分別估計來自各個天線的信道。接收機估計應(yīng)當(dāng)在發(fā)射機使用的加權(quán)以最大化在接收機接收的能量，量化該加權(quán)，并將其反饋給發(fā)射機。發(fā)射機應(yīng)用各個量化加權(quán)到從陣列的各個發(fā)射天線發(fā)射的信號的幅度和相位。轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人的美國專利申請?zhí)?192256描述了此種閉環(huán)傳輸系統(tǒng)。可選地，在TDD系統(tǒng)中，用于加權(quán)提供到下行鏈路發(fā)射天線的信號的信道狀態(tài)信息可從上行鏈路信號導(dǎo)出，假定信道是相等的，并且不從接收機傳送任何特定信道或加權(quán)信息到發(fā)射機。
通過使用RAKE接收機可以獲得通信上的進一步改進。在多徑信道中，原始發(fā)射信號從諸如建筑物、山脈的障礙物反射回來，接收機接收具有不同延遲的該信號的若干版本。如果到達(dá)的信號相互之間間隔多于一個基本信號元素，一個簡單的接收機就可以分解它們。實際上，從各個獨立的多徑信號觀點，可將其他多徑信號看作干擾，并通過簡單接收機或單個RAKE接收機指狀元件的處理增益來消除。
通過組合分解的多徑信號，RAKE接收機獲得進一步的益處。由IEEE通信調(diào)查出版的Ramjee Prasad和Tero Ojanper的“An overview ofCDMA evolution toward wideband CDMA(CDMA向?qū)拵DMA演化概述)”評論中說明了RAKE接收機的一個例子。在擴展和調(diào)制之后發(fā)射信號，在多徑信道中用各自量延遲并衰減該信號。該RAKE接收機有多個接收機指狀元件，用于接收信號的不同多徑分量。在每個指狀元件中，用和多徑信號各自測量延遲時間對準(zhǔn)的擴展碼相關(guān)接收的信號。在解擴之后，加權(quán)并組合這些信號，例如通過最大比例合并，即用路徑增益(衰減因子)加權(quán)各個信號。由于接收的多徑信號是獨立衰減、順序分集的(diversity order)，因此改進了性能。
實際中，移動接收機的移動會改變散射環(huán)境，因此延遲和衰減因子也會改變。通過軟件算法而非硬件規(guī)定RAKE接收機指狀元件。測量傳輸多徑信道分布，然后重新分配RAKE指狀元件。小范圍的改變通過代碼追蹤環(huán)處理，該環(huán)跟蹤各個多徑信號的時間延遲。
1999年8月提交給3GPP工作組1的文獻(xiàn)“Transmit diversity withjoint pre-distortion(具有聯(lián)合預(yù)失真的發(fā)射分集)”，Tdoc 3GPPTSGR1#6(99)918建議，UMTS TDD模式在各個智能天線元件上分別(或同時)預(yù)失真發(fā)射信號，從而消除在接收機聯(lián)合檢測的需要聲稱目標(biāo)是能使用單指狀元件RAKE接收機，即修改發(fā)射信號，從而接收到的信號對于接收機來說顯得它好像不是多徑信號而是單徑信號。沒有從多徑分集中獲得好處。
由IEEE在VTC 2000中出版的H.Sampath，H.Blcskei，A.J.Paulraj的“Pre-wqualization for MIMO wireless channels with delayspread(用于具有延遲擴展的MIMO無線信道的預(yù)均衡)”描述了一種OFDM傳輸系統(tǒng)，其中在發(fā)射機可用的信道知識被用于預(yù)均衡從發(fā)射天線發(fā)射的信號，從而降低移動站的復(fù)雜性。該系統(tǒng)包括有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器，它組合具有各自延遲和加權(quán)(增益)的發(fā)射信號版本，并從發(fā)射天線發(fā)射組合的信號。
在兩個例子中，此種方案試圖使得信道看起來是平坦的，從而最小化干擾并避免在接收機使用多指狀元件RAKE接收機或均衡器。本發(fā)明和這些系統(tǒng)相比，通過利用多徑信號獲得改進的性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供用于信號的閉環(huán)無線傳輸?shù)姆椒ê驮O(shè)備，該閉環(huán)無線傳輸使用如在附隨權(quán)利要求中所述的自適應(yīng)發(fā)射天線陣列。


圖1是作為例子給出的，根據(jù)本發(fā)明一個實施例的具有N個發(fā)射天線和M個接收天線的通信系統(tǒng)的示意圖，圖2是圖1所示類型的通信系統(tǒng)的示意圖，具有2個發(fā)射天線和1個接收天線，圖3是圖1所示類型的通信系統(tǒng)中的基站的示意圖，具有四個發(fā)射天線，圖4是圖1所示類型的通信系統(tǒng)中的移動站的示意圖，具有兩個接收天線，圖5是圖2所示類型的系統(tǒng)中，對于用于各發(fā)射天線的不同F(xiàn)IR系數(shù)數(shù)目，作為每比特傳輸能量對噪聲的比(Eb/No)的函數(shù)的誤比特率的仿真圖，圖6是在本發(fā)明優(yōu)選實施例中，選擇FIR濾波器抽頭位置、計算系數(shù)以及從移動站提供反饋到基站的方法的流程圖，以及圖7是圖2所示類型系統(tǒng)在用于各發(fā)射天線的選定位置具有數(shù)目減少的FIR抽頭的誤比特率的仿真圖，在此，誤比特率是每比特傳輸能量對噪聲的比(Eb/No)的函數(shù)。
具體實施例方式
圖1顯示由發(fā)射分集無線通信網(wǎng)絡(luò)傳輸數(shù)據(jù)的系統(tǒng)的第一實施例，該系統(tǒng)包括將被描述為發(fā)射機側(cè)(主要涉及它的發(fā)射功能)的第一站1，以及將被描述為接收機側(cè)(主要涉及它的接收功能)的第二站2。在當(dāng)前例子中，第一站1和第二站2都能發(fā)射和接收，此外，在本發(fā)明優(yōu)選實施例中，發(fā)射和接收使用相同天線元件。
發(fā)射機側(cè)1包括N個發(fā)射天線元件的陣列3。系統(tǒng)的接收機側(cè)2包括M個接收天線元件的陣列4。選擇在各側(cè)的天線元件的數(shù)目，成為經(jīng)濟考慮和提供增強的信道分集的技術(shù)需求之間的折衷。在移動電話的情況中，單個基站服務(wù)成百甚至上千移動單元，因此添加天線元件到基站比添加到移動單元更經(jīng)濟。然而，在局域網(wǎng)(LAN)的情況中，用戶站的成本不是關(guān)鍵的，和移動電話的情況相比，在用戶側(cè)選擇更多數(shù)目的天線。
陣列3中的每個發(fā)射天線元件在多條路徑上發(fā)射到陣列4的各個接收天線元件。因此，考慮總計M個的第m個接收天線元件，發(fā)射天線元件1到N的每一個由于多路反射和散射(它們引入了復(fù)合多路衰減)，在多條路徑上發(fā)射到接收天線元件m。我們表示為LTs，其中Ts是采樣速率的倒數(shù)，在其內(nèi)信道能量受約束的瞬時窗口。表示發(fā)射天線n和接收天線m之間的信道中的不同路徑的L系數(shù)表示為hn，m1，...，hn，mL，其中n＝1，...，N，m＝1，...，M。為簡明起見，我們下面描述的情形是M＝1的情況。同樣，以下說明涉及頻分雙工寬帶碼分多址(FDD W-CDMA)系統(tǒng)，并參考從基站BS到移動站MS的傳輸進行說明。這樣的一個方案可被認(rèn)為是例如用于UMTS FDD模式的。然而，本發(fā)明可應(yīng)用到在多徑中使用發(fā)射分集的其他系統(tǒng)。
在操作中，在要發(fā)射的信號中的各個符號x被擴展并應(yīng)用N個發(fā)射天線的每一個到有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器組5(等于一個FIR濾波器對應(yīng)一個發(fā)射天線)。系統(tǒng)的接收機側(cè)2包括解調(diào)器/檢測器6，它接收來自接收天線元件陣列4的信號，并在解擴和重新組合來自第n個發(fā)射天線和第m個接收天線之間的不同路徑的信號分量之后從接收的元素y中檢測出符號x’。解調(diào)器/檢測器6包括多指狀元件RAKE接收機。該RAKE接收機具有用于各個多徑分量的接收機指狀元件。在各個指狀元件中，用和多徑信號延遲時間對準(zhǔn)的擴展碼相關(guān)接收的信號。解擴之后，加權(quán)并組合信號。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，使用最大比例合并，即每個信號都被路徑增益加權(quán)。
在系統(tǒng)的發(fā)射側(cè)，假定N個FIR濾波器組5包括用于發(fā)射陣列3中各天線的獨立的FIR濾波器，如圖1所示。我們表示用于發(fā)射天線n的FIR濾波器的F個系數(shù)wn1，wn2，...，wnF的向量wn=(wn1,wn2,...,wnF)t,]]>其中符號()t表示向量的轉(zhuǎn)置。系數(shù)wnj，n＝1，...，N以及j＝1，...，F(xiàn)是復(fù)系數(shù)，當(dāng)不能假設(shè)信道互易性(channel reciprocity)時，它們從在接收側(cè)2估計的信道轉(zhuǎn)移系數(shù)導(dǎo)出(例如FDD系統(tǒng))，從而最優(yōu)化RAKE接收機的輸出。然而，注意到，當(dāng)信道狀態(tài)估計在發(fā)射機已知時，可以在發(fā)射機側(cè)完成此操作(例如TDD系統(tǒng))。
因此，F(xiàn)IR濾波器組5產(chǎn)生要由所述發(fā)射天線陣列3發(fā)射的信號的復(fù)制，各發(fā)射天線元件的發(fā)射復(fù)制的延遲和加權(quán)是從發(fā)射天線元件到接收天線陣列4的各個多徑傳輸信道特性的函數(shù)。
圖2顯示FIR濾波器組5的實際實施例的例子，用于發(fā)射天線陣列3包括兩個發(fā)射天線(N＝2)以及每個發(fā)射天線四個FIR系數(shù)(F＝4)的具體例子。在此實施例中，用于兩個天線的FIR濾波器具有公共延遲時間，如由(F-1)個延遲元素的公共組表示的，但具有各自加權(quán)系數(shù)，如由分離組8和9表示的，每個都包括F個加權(quán)元素。來自加權(quán)系數(shù)元素組8和9的信號被合并，如由各自加法器元件10和11表示的。雖然FIR濾波器組5和7到11被表示為物理組件，在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，用軟件算法執(zhí)行FIR濾波器功能，延遲功能，加權(quán)和組合要發(fā)射的信號的功能。
圖3和4顯示根據(jù)圖1或圖2的系統(tǒng)應(yīng)用的例子，其應(yīng)用于在下行鏈路中基于如在用于UMTS的3GPP標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定的寬帶碼分多址(WCDMA)接口的頻分雙工(FDD)系統(tǒng)，但將其修改以包括如圖1或圖2所示的本發(fā)明實施例的發(fā)射分集系統(tǒng)。該系統(tǒng)包括具有使用相同天線陣列3的發(fā)射機部分1和接收機部分的基站(圖3)以及若干移動站，移動站之一顯示在圖4中，具有使用相同天線陣列4的接收機部分2和發(fā)射機部分。圖3和4所示的本發(fā)明實施例被顯示為在基站具有N＝4個發(fā)射天線，而在移動站具有M＝2個接收天線。本發(fā)明實施例的方法被描述為適用于圖3所示基站發(fā)射機和圖4所示移動單元接收機之間的通信。
在基站，輸入數(shù)據(jù)到編碼塊12，在此執(zhí)行CRC附加，分段，信道編碼，速率匹配，交織和多路復(fù)用。得到的數(shù)據(jù)串被提供到QPSK調(diào)制單元13每兩個相繼符號對被映射到QPSK符號上(例如同相(I)分支上的第一比特和正交(Q)分支上的第二比特)。然后提供各分支到擴展塊14，在此使用相同實數(shù)值信道化代碼獨立擴展到I和Q分支上的碼片速率。在I和Q分支上的實數(shù)值碼片序列然后被看作為復(fù)數(shù)值碼片序列，并在加擾單元15中由復(fù)數(shù)值加擾碼加擾。得到的復(fù)數(shù)值碼片序列被饋入FIR濾波器組5。對于各個發(fā)射天線分支#n(n＝1，...4)，復(fù)數(shù)值碼片序列被提供給組5的各自FIR濾波器，F(xiàn)IR濾波器的系數(shù)以及延遲由加權(quán)向量wn，n＝1...4控制。各加權(quán)向量都是在加權(quán)選擇和更新單元16中從基站接收機17接收的反饋比特導(dǎo)出(可使用漸進的改進(progressive refinement)，如在摩托羅拉提交給3GPP標(biāo)準(zhǔn)工作組的名為“Progressive Refine Tx AA Modes(漸進改進的TxAA模式)”的著作中說明的，并參考8月30日至9月3日，Hannover Germany TSGR1#7(99)c11)。在各分支上得到的信號被饋入發(fā)射天線陣列3的各個發(fā)射天線元件。
在發(fā)射信號中包括用于各發(fā)射天線的導(dǎo)頻符號。使用兩種類型的導(dǎo)頻符號在各個天線經(jīng)歷FIR濾波器的專用導(dǎo)頻符號，以及在多輸入多輸出信道上發(fā)送的不經(jīng)過FIR濾波的公共導(dǎo)頻符號(CPICH)。在移動站RAKE接收機6中使用專用導(dǎo)頻符號，而在應(yīng)用到傳輸?shù)淖顑?yōu)加權(quán)的計算中考慮CPICH導(dǎo)頻符號。在本發(fā)明優(yōu)選實施例中使用驗證(verification)技術(shù)，如在摩托羅拉提交給3GPP標(biāo)準(zhǔn)工作組的名為“Verification algorithm for closed loop transmit diversity mode 2(用于閉環(huán)發(fā)射分集模式2的驗證算法)”的著作中說明的，并參考2000年8月22-26日，Berlin Germany TSGR1#15(00)1087。注意到當(dāng)使用驗證技術(shù)時，可以使用包含在專用和公共導(dǎo)頻符號中的信息組合。在移動站計算這些信道估計和等效信道估計(即包括組5的FIR濾波器和信道響應(yīng)的效果的組合。)圖4所示移動站分別包括用于陣列4各接收天線的解擴和解擾單元18和19，在此考慮由信道引入的各個延遲以及在傳輸中使用的FIR濾波器組5的各個系數(shù)解擴和解擾接收的信號。這些操作是在接收天線和指狀元件基礎(chǔ)上實現(xiàn)的。一個指狀元件和一個延遲(包括由于組5各FIR濾波器的復(fù)系數(shù)造成的延遲以及由于多徑信道造成的各延遲)有關(guān)。注意到推薦的指狀元件的數(shù)目R等于Q+F-1，其中Q是非空路徑(Q≤L)的數(shù)目，但如果考慮更多相關(guān)指狀元件，該數(shù)目可以更少，而不會顯著惡化。單元18和19的輸出是符號的R組復(fù)制。解擴和解擾之后，各符號的R個復(fù)制被饋入最大比例組合器20和21(每個對應(yīng)一個接收天線)，該組合器根據(jù)選定標(biāo)準(zhǔn)組合它們，例如本實施例中的最大比例合并。用于最大比例合并的系數(shù)由直接從天線陣列4接收信號的信道估計單元22提供。從最大比例組合器20和21得到的數(shù)據(jù)然后在加法單元23中相加(這對應(yīng)天線上的和)，并提供到解碼塊24。解碼塊24執(zhí)行和編碼塊12相反的操作，然后輸出估計的數(shù)據(jù)。
在移動單元的塊25中使用來自單元22的信道估計執(zhí)行加權(quán)優(yōu)化和選擇。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，使用編碼本(或查找表)，如在摩托羅拉提交給3GPP標(biāo)準(zhǔn)工作組的名為“UE ComplexityConsiderations of Feedback Mode Transmit Diversity(反饋模式發(fā)射分集的UE復(fù)雜性考慮)”的著作中說明的，并參考1999年3月22-26日，Stockholm TSGR1#3(99)297。如果使用編碼本，如下所述，則FIR濾波器的最佳系數(shù)組是在給出最高接收功率的編碼本中的加權(quán)組，P＝wHHHHw。然后在上行鏈路階段期間通過移動發(fā)射機單元26發(fā)送得到的加權(quán)組的標(biāo)識，其相關(guān)于反饋條件，例如每時隙的反饋比特數(shù)目。注意到，由于可以使用漸進改進技術(shù)，可以減少用于最優(yōu)化的可用加權(quán)組，從而考慮先前發(fā)送的反饋比特，并且僅有更新信息需要在上行鏈路上傳輸。
再次參考圖1所示更一般的例子，在解擴之后，當(dāng)忽略干擾和噪聲時，在接收天線陣列2上獲得的(L+F-1)-維度信號向量y＝(y1，y2，...，yL+F-1)可以寫作y＝Hwx公式1其中H是數(shù)據(jù)符號x觀察到的等效信道的矩陣。該等效信道是通過各FIR濾波器與未經(jīng)解相關(guān)處理的各天線上的信道進行卷積而得到的。矩陣H有L+F-1行和N×F列，并由以下公式給出 公式2在公式1中，加權(quán)向量w是長度為N×F的列向量，即w=(w11,w12,...,w1F,w21,...,wN1,...,wNF)t.]]>理想的最大比例合并RAKE接收機通過應(yīng)用以下系數(shù)組合行向量y的L+F-1個分量u=wHHHwHHHHw]]>公式3其中指數(shù)H對應(yīng)Hermitian轉(zhuǎn)置和共軛向量。這意味著在各發(fā)射天線(WCDMA系統(tǒng)中的專用導(dǎo)頻符號和公共導(dǎo)頻符號)上發(fā)送的導(dǎo)頻序列被用于估計和發(fā)射加權(quán)組合的信道系數(shù)。注意到在公式3中，向量u是歸一化的，從而RAKE接收機輸出端的噪聲+干擾電平不隨信道系數(shù)而改變。則RAKE接收機的輸出等于z=wHHHHwx]]>公式4如果符號數(shù)據(jù)功率是歸一化的，期望信號的瞬時接收功率等于
P＝wHHHHw 公式5選擇加權(quán)向量w，從而在單元范數(shù)約束‖w‖＝1下最大化接收功率P，從而總發(fā)射功率也歸一化。w的解析解，也稱為本征濾波器解，是對應(yīng)矩陣HHH的最大本征值的本征向量(參見Prentice Hall出版的Simon Haykin的“Adaptive filter theory(自適應(yīng)濾波器原理)”4.4和4.5章)。
在本發(fā)明的一個實施例中，例如在FDD WCDMA通信的例子中，該解析解被計算、量化、編碼并從接收機傳輸回發(fā)射機(例如基站)。
在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，加權(quán)向量w的分量在存儲在接收機2的預(yù)定值列表中選擇(查詢表或編碼本)，從而得到的向量w至少近似地最大化接收功率，在發(fā)射機1存儲對應(yīng)列表。各個預(yù)定值可以是幅度值和相位偏移的組合αexp(j)，或僅僅是相位偏移exp(j)(除了發(fā)射功率歸一化)。相位偏移的潛在候選組例如是 然后編碼定義選定向量w的索引，并根據(jù)預(yù)定速度(例如每時隙1比特)發(fā)送回FDD方案的發(fā)射機1，發(fā)射機在自己的列表中選擇對應(yīng)向量。在此例中，這意味著各個加權(quán)向量w都被編碼為兩比特。注意到，在發(fā)射機和接收機都可以使用漸進改進技術(shù)。方法和量化參數(shù)的選擇取決于所需的服務(wù)質(zhì)量(誤比特率BER，誤幀率FER，容量，C/I要求，反饋速度，信道條件...)。
當(dāng)可以假定信道互易時，例如在TDD系統(tǒng)中，可在發(fā)射機完成解析解和量化處理，不需要來自接收機的任何反饋。
在本實施例的優(yōu)選實現(xiàn)中，每FIR濾波器在陣列3的各發(fā)射天線上的系數(shù)數(shù)目被選擇為和信道長度相等，即等于該信道多徑總數(shù)L。發(fā)現(xiàn)此數(shù)目的系數(shù)代表性能和復(fù)雜性之間的折衷。
圖5表示FIR濾波器中抽頭(抽頭間隔Tc，Tc是碼片周期)數(shù)目的影響的仿真，此時各天線上的多徑信道由各自能量0.6、0.3、0.1并分別延遲0，2，3Tc的3個抽頭組成。可以看出FIR濾波器系數(shù)數(shù)目的增加導(dǎo)致TxAA系統(tǒng)性能的改進和每天線上單個加權(quán)比較，各天線上具有4系數(shù)FIR濾波器，可以獲得2.3dB增益。把系數(shù)數(shù)目增加到12，可以額外獲得0.9dB增益。然而，可以看出存在飽和效果實際上具有12系數(shù)FIR的TxAA系統(tǒng)獲得實質(zhì)上和具有10系數(shù)FIR的TxAA系統(tǒng)相同的性能，雖然它更復(fù)雜。因此值得考慮復(fù)雜性(即FIR系數(shù)數(shù)目)和性能之間的折衷。
根據(jù)另一個優(yōu)選實施例，例如FDD系統(tǒng)，由于接收機和發(fā)射機之間的信令數(shù)量取決于各FIR濾波器中系數(shù)數(shù)目F，期望最小化該數(shù)目，特別是當(dāng)考慮具有大延遲擴展的信道時。例如，我們考慮由對應(yīng)各個延遲q1Ts，q2Ts，...qQTs的Q個非空路徑(Q≤L)組成的信道，其中qi∈[qi-1，qi+1]，i＝2，...，Q-1，0≤q1＜qQ＝L-1(qi是整數(shù)值)。以上描述的方法導(dǎo)向在各個天線上的L系數(shù)FIR濾波器，如果L大即使Q小，也會相對復(fù)雜。為了有效解決復(fù)雜性和性能之間的問題，可將該數(shù)目減少到Q抽頭，即僅選擇信道中不可忽略的或相關(guān)的路徑作為發(fā)射天線和接收天線之間多徑軌跡數(shù)目的函數(shù)。這些抽頭不必間隔TS，但在對應(yīng)延遲0，TS，2TS，...，(L-1)TS(不是根據(jù)幅度而是延遲)的L系數(shù)位置之中選擇。這等效于考慮了具有L-Q個空分量的向量wn，n＝1，...，N。
我們表示wn(Q)是通過從向量wn刪除空分量獲得的Q維向量。優(yōu)選實施例導(dǎo)向了寫為w(Q)＝(w1(Q)，w2(Q)，...，WN(Q))t的最大接收能量，在對應(yīng)涉及反向信道濾波器的延遲的位置處，在wn中選擇非空系數(shù)的位置，即位置0，qQ-qQ-1，...，qQ-q1公式6通過刪除矩陣H中對應(yīng)w中空系數(shù)的列而獲得用于功率最大化(比較公式5)的具有Q×N列和L+F-1行(即2L-1)的新矩陣G。得到的FIR系數(shù)向量w(Q)是對應(yīng)矩陣GHG最大本征值的本征向量分量。關(guān)于這些系數(shù)延遲的位置由公式6給出。
選擇FIR濾波器抽頭位置，計算系數(shù)并從移動站提供反饋到基站的優(yōu)選方法顯示在圖6中。在第一步驟27，基于上行鏈路信道估計設(shè)定在基站的FIR濾波器的抽頭位置(即延遲)。在第二步驟28，移動站的加權(quán)選擇和更新單元16從下行鏈路信號導(dǎo)頻計算用于各指狀元件的GHG，并在第三步驟29，移動站通過上行鏈路反饋(FB I)字段反饋量化信息w(Q)(幅度和相位)到基站，以校正抽頭位置和FIR系數(shù)。
作為例子，我們考慮具有位于0，2TC，3TC的Q＝3非空路徑的多徑信道，其中TC是碼片持續(xù)時間(在此例子中為簡化起見，TS＝TC，L＝4)。還假定該系統(tǒng)包括N＝2個發(fā)射天線以及M＝1個接收天線。最后，在各FIR濾波器的系數(shù)數(shù)目假定等于4(即F＝4)。對應(yīng)矩陣H由公式7給出H=h11000h210000h11000h2100h130h110h230h210h14h130h11h24h230h210h14h1300h24h23000h14h1300h24h23000h14000h24]]>公式7對應(yīng)矩陣HHH最大本征值的本征向量w=(w11,w12,w13,w14,w21,w22,w23,w24)]]>導(dǎo)向應(yīng)用系數(shù)到各個FIR濾波器。
如果假定各FIR濾波器中僅Q＝3個系數(shù)是非空的，并處于如上所述位置(即對應(yīng)延遲0，TC，3TC)，則得到的矩陣G由以下公式給出
G=h1100h21000h1100h210h1300h2300h14h13h11h24h23h210h1400h24000h1300h2300h1400h24]]>對應(yīng)矩陣GHG最大本征值的本征向量w=(w11,w12,w14w21,w22,w24)]]>導(dǎo)向應(yīng)用系數(shù)到各個FIR濾波器。
我們考慮另一個例子，通過位于0，10TC和11TC的Q＝3個相關(guān)路徑的多徑信道。則兩個建議的方案考慮具有每天線L＝12個系數(shù)的FIR濾波器或具有每天線Q＝3個定位好的系數(shù)的FIR濾波器。如果假定使用2個量化比特確定一個系數(shù)，則用第二方法，反饋總量可用4除(在第一例子中為24比特，第二例子中僅6比特)。
圖7表示仿真，和圖5用本發(fā)明實施例獲得的性能類似?？梢钥闯?，該簡化(即各個天線上各FIR濾波器Q個系數(shù)而非L)僅導(dǎo)致0.5dB損失，仍能相對于原始Tx AA方案在兩個發(fā)射天線獲得高于2.5dB的增益(當(dāng)不量化時)。還應(yīng)注意到，可如上所述將量化、驗證、漸進改進技術(shù)以及反饋應(yīng)用到本實施例。
權(quán)利要求
1.一種使用自適應(yīng)發(fā)射天線陣列(3)的閉環(huán)無線信號通信方法，其中產(chǎn)生要由所述發(fā)射天線陣列(3)發(fā)射的信號的多個復(fù)制，其具有延遲和加權(quán)(wnj)，延遲和加權(quán)是從發(fā)射天線陣列(3)到接收機(2)的接收天線陣列(4)的多徑傳輸信道特性(H)的函數(shù)，并在由所述發(fā)射天線陣列(3)發(fā)射之前組合多個復(fù)制，其特征在于，用于各發(fā)射天線元件(n)的發(fā)射復(fù)制的延遲和加權(quán)(wnj)是從該發(fā)射天線元件到接收天線陣列的各多徑傳輸信道特性(hn，m＝1l＝1，...，hn，m＝Ml＝L)的函數(shù)，從而傳播到各接收機元件的多徑信號分量用根據(jù)傳播路徑的可區(qū)分的延遲來接收，以及所述接收機(2)用分別是多徑傳輸信道的各自函數(shù)的延遲和加權(quán)(u)來組合來自各接收天線元件的接收信號分量。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述接收機包括多指狀元件RAKE接收機(6)，多指狀元件RAKE接收機(6)復(fù)制來自所述接收天線陣列、并具有分別是多徑傳輸信道的各自函數(shù)的延遲和加權(quán)(u)的接收信號，并組合復(fù)制的接收信號。
3.如權(quán)利要求1或2所述的方法，其中，多徑發(fā)射復(fù)制的所述延遲和加權(quán)(wnj)分別是來自各發(fā)射天線的多徑傳輸信道特性(hn，m＝1l＝1，...，hn，m＝Ml＝L)的各自函數(shù)，從而至少近似地最大化所述接收機(2)的輸出。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其中，所述發(fā)射復(fù)制的所述延遲和加權(quán)實際上等于矩陣w，其中wi＝(wi，1，wi，2，...，wi，M)t代表應(yīng)用到發(fā)射天線#i上的FIR濾波器的系數(shù)，M是FIR濾波器延遲方案中的基本時間間隔數(shù)目，并且計算w實質(zhì)上使之等于對應(yīng)于矩陣HHH最大本征值的本征向量，其中H是由符號數(shù)據(jù)觀察到的等效信道的矩陣，HH是矩陣H的Hermitian變換。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其中，由所述接收機(2)應(yīng)用的所述延遲和加權(quán)實際上等于u=wHHHwHHHHw.]]>
6.如權(quán)利要求1-3中任意一項所述的方法，其中，選擇所述多徑發(fā)射復(fù)制的數(shù)目以及延遲位置作為發(fā)射天線(3)和接收天線(4)之間的多徑軌跡數(shù)目的函數(shù)。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，選擇用于給定發(fā)射天線元件和接收天線陣列的所述多徑發(fā)射復(fù)制的延遲位置，使之實際上等于0，qQ-qQ-1，...，qQ-q1，其中q1Ts，q2Ts，...，qQTs代表發(fā)射天線元件和接收天線陣列之間Q個非空軌跡的延遲。
8.如權(quán)利要求6所述的方法，其中，所述發(fā)射復(fù)制的所述加權(quán)實際等于向量w，其中wi＝(wi，1，wi，2，...，wi，M)t代表應(yīng)用到發(fā)射天線#i上的FIR濾波器的系數(shù)，M是FIR濾波器延遲方案中基本時間間隔數(shù)目，計算w使之實質(zhì)上等于對應(yīng)矩陣GHG最大本征值的本征向量，其中GH是矩陣G的Hermitian變換，G是通過將該矩陣中對應(yīng)未選擇延遲值的加權(quán)列設(shè)為空而從H中導(dǎo)出的，H是由符號數(shù)據(jù)觀察到的等效信道的矩陣。
9.如權(quán)利要求7所述的方法，其中，由所述接收機應(yīng)用的所述延遲和加權(quán)實質(zhì)上等于u=wHGHwHGHGw.]]>
10.如任意前述權(quán)利要求所述的方法，其中，在用于任何一個發(fā)射天線的所述多徑發(fā)射復(fù)制之間的最大延遲實際等于該發(fā)射天線和接收天線之間多徑軌跡間的最大延遲。
11.一種用于閉環(huán)無線信號通信的發(fā)射機，包括自適應(yīng)發(fā)射天線陣列(3)，有限沖激響應(yīng)濾波器裝置(5)，有限沖激響應(yīng)濾波器裝置(5)用于產(chǎn)生要由所述發(fā)射天線陣列發(fā)射、具有延遲和加權(quán)(wnj)的信號的多徑復(fù)制，該延遲和加權(quán)是從所述發(fā)射天線陣列(3)到接收天線陣列(4)的多徑傳輸信道特性(H)的函數(shù)，該濾波器裝置還用于在由發(fā)射天線陣列(3)發(fā)射之前組合復(fù)制信號，其特征在于，用于各發(fā)射天線元件(n)的發(fā)射復(fù)制的延遲和加權(quán)(wnj)是從發(fā)射天線陣列到接收天線陣列(4)的各多徑傳輸信道特性(hn，m＝1l＝1，...，hn，m＝Ml＝L)的函數(shù)，從而用根據(jù)傳播路徑的可區(qū)別的延遲接收傳播到各接收機元件的多徑信號分量，以及發(fā)射信號適于被接收機(2)接收，該接收機將從各接收天線元件接收的信號分量與分別是多徑傳輸信道的各自函數(shù)的延遲和加權(quán)(u)進行組合。
12.如權(quán)利要求11所述的發(fā)射機，包括信道信息裝置(16)，用于從所述接收機接收信道信息。
13.如權(quán)利要求12所述的發(fā)射機，其中，所述信道信息裝置包括用于復(fù)制信號的可能的延遲和加權(quán)組合函數(shù)的存儲，所述信道信息裝置(16)將來自所述存儲的延遲和加權(quán)組合函數(shù)識別為來自所述接收機的所述信道信息的函數(shù)。
14.如權(quán)利要求11到13中任意一項所述的發(fā)射機，適于執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求1到10中任意一項所述的方法。
15.一種接收機，包括具有用于從發(fā)射機(1)通過閉環(huán)無線信號通信進行接收的至少一個接收天線的接收天線陣列(4)，發(fā)射機(1)包括自適應(yīng)發(fā)射天線陣列(3)，其特征在于，所述接收機包括組合裝置(18-21)，用于根據(jù)適于接收在發(fā)射機組合、并由所述發(fā)射天線陣列從發(fā)射天線元件傳播到接收機元件的多個多徑信號分量的函數(shù)，組合來自各接收天線元件、具有分別是多徑傳輸信道(H)的各自函數(shù)的延遲和加權(quán)(u)的接收信號分量，從而根據(jù)傳播路徑以可區(qū)別的延遲接收所述多徑信號分量，所述多個多徑信號分量具有用于各發(fā)射天線元件(n)、分別是多徑傳輸信道特性(hn，m＝1l＝1，...，hn，m＝Ml＝L)的各自函數(shù)的延遲和加權(quán)(wnj)。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述接收機包括多指狀元件RAKE接收機(6)，該接收機復(fù)制來自所述接收天線陣列、具有分別是多徑傳輸信道的函數(shù)的延遲和加權(quán)(u)的接收信號，并組合復(fù)制的接收信號。
17.如權(quán)利要求15或16所述的接收機，包括用于發(fā)送信道信息到所述發(fā)射機(1)的信道信息裝置(22，25)。
18.如權(quán)利要求17所述的接收機，其中，所述信道信息裝置(22，25)包括用于復(fù)制信號的可能延遲和加權(quán)組合函數(shù)的存儲，所述信道信息裝置將來自所述存儲的函數(shù)識別為用于所述發(fā)射機(1)的所述信道信息的函數(shù)。
19.如權(quán)利要求15到18中任意一項所述的接收機，適于按照權(quán)利要求1到9任意一項所述的方法執(zhí)行。
全文摘要
使用自適應(yīng)發(fā)射天線陣列(3)的閉環(huán)無線信號通信，其中產(chǎn)生要由發(fā)射天線陣列(3)發(fā)射的信號的多個復(fù)制，其具有延遲和加權(quán)(w
文檔編號H04B1/707GK1650542SQ03809755
公開日2005年8月3日 申請日期2003年4月18日 優(yōu)先權(quán)日2002年4月30日
發(fā)明者山德林·維亞勒, 尼古拉斯·溫尼特, 蘇德什·布若爾 申請人:摩托羅拉公司