專利名稱：一種基于正交序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于MIMO-OFDM(多入多出-正交頻分復(fù)用)通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于正交序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法。
背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術(shù)由于其頻譜利用率高、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度低等原因越來越受到人們的關(guān)注。自20世紀(jì)80年代以來，OFDM技術(shù)不但在廣播式數(shù)字音頻和視頻領(lǐng)域中得到廣泛的應(yīng)用，而且已經(jīng)成為無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)的一部分。隨著人們對(duì)通信數(shù)據(jù)化、寬帶化、個(gè)人化和移動(dòng)化需求的增強(qiáng)，OFDM技術(shù)已經(jīng)在許多高速信息傳輸領(lǐng)域得到應(yīng)用。目前，人們正在考慮在未來的下一代無線蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)中使用OFDM技術(shù)。MIMO(Multiple Input Multiple Output)技術(shù)在發(fā)射端和接收端采用多天線，能夠大大提高系統(tǒng)容量。對(duì)于高速信息傳輸系統(tǒng)，由于多徑的影響導(dǎo)致MIMO信道為頻率選擇性信道。OFDM技術(shù)能夠?qū)㈩l率選擇性MIMO信道轉(zhuǎn)化為許多并行的頻率非選擇性MIMO信道，降低了接收機(jī)的復(fù)雜度。所以將OFDM技術(shù)與MIMO技術(shù)結(jié)合起來成為無線通信領(lǐng)域里研究的一個(gè)熱點(diǎn)。
在MIMO-OFDM系統(tǒng)的接收端，為了對(duì)信號(hào)進(jìn)行MIMO檢測與相干解調(diào)，需要對(duì)信道參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，該過程稱為信道估計(jì)。一種典型的方案是在一個(gè)數(shù)據(jù)幀的頭部插入訓(xùn)練序列(preamble)，在接收端利用這些訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)。就信道估計(jì)角度而言，MIMO-OFDM系統(tǒng)中不同發(fā)射天線的最優(yōu)訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)應(yīng)當(dāng)滿足三個(gè)條件1.等功率；2.正交；3.移位正交。如Imad Barhumi等人在《IEEE Trans.On Signal Processing》vol.51，no.6，pp.1615-1624，June 2003發(fā)表了”O(jiān)ptimal training design for MIMO OFDM systems in mobile wirelesschannels”(IEEE信號(hào)處理學(xué)報(bào)2003年6月，第51卷，第6期，1615到1624頁，移動(dòng)無線信道中MIMO-OFDM的最優(yōu)訓(xùn)練設(shè)計(jì))。這種設(shè)計(jì)方法有個(gè)很大的缺陷，就是不同天線之間的訓(xùn)練序列一旦移位正交性不能滿足，將導(dǎo)致系統(tǒng)性能急劇惡化，也就是說這種訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)不具備魯棒性。我們知道，在實(shí)際應(yīng)用中，OFDM系統(tǒng)都存在虛載波，虛載波的作用在于它不僅使得信號(hào)在邊帶自然地衰減，形成“磚墻”形的FFT，且能夠避免由于頻率偏移對(duì)旁邊的頻帶產(chǎn)生干擾。當(dāng)把上述訓(xùn)練設(shè)計(jì)方法應(yīng)用到具有虛載波的MIMO-OFDM系統(tǒng)中時(shí)，由于虛載波位置信號(hào)為零，這將破壞不同天線之間訓(xùn)練序列的移位正交性，不僅導(dǎo)致系統(tǒng)性能急劇惡化，且信道估計(jì)的運(yùn)算復(fù)雜度也大大增加。因此必須尋找一種適合虛載波系統(tǒng)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法。
在IEEE Std 802.16-2004中制訂了基于MIMO-OFDM技術(shù)的無線接入系統(tǒng)空中接口標(biāo)準(zhǔn)，在802.16標(biāo)準(zhǔn)中采用了Alamouti空時(shí)結(jié)構(gòu)，為避免接收端的混疊，一個(gè)天線在導(dǎo)頻子載波上傳輸導(dǎo)頻信息時(shí)，其它發(fā)射天線必須保持空閑，從而利用單天線OFDM系統(tǒng)的信道估計(jì)方法估計(jì)出各發(fā)射天線與各接收天線之間的信道特性。這種方法實(shí)現(xiàn)簡單，但是存在著2個(gè)固有缺陷其一是這種方法需要傳輸連續(xù)多個(gè)OFDM符號(hào)，在移動(dòng)時(shí)變信道中，部分傳輸時(shí)段所反映的信道信息并不能反映連續(xù)多個(gè)OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻子載波上的頻域響應(yīng)統(tǒng)計(jì)信息；其二是由于各個(gè)天線在同一時(shí)段選擇不同的子載波發(fā)射導(dǎo)頻，雖然避免了相互干擾，同時(shí)也導(dǎo)致了信噪比的損失，如采用Nt兩根發(fā)射天線時(shí)，會(huì)導(dǎo)致信噪比損失10log10NtdB。
另外G.L.St¨uber等人在Proceedings of the IEEE，vol.92，No.2，pp.271-294，F(xiàn)eb.2004發(fā)表了”Broadband MIMO-OFDM wireless communications”，利用空時(shí)編碼結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)MIMO-OFDM系統(tǒng)的訓(xùn)練序列，其缺點(diǎn)在于采用了過多的OFDM符號(hào)作為訓(xùn)練序列，在時(shí)變信道中性能損失較大。Z.Wu等人在IEEE WCNC 2005發(fā)表了”Design of Optimal Pilot-tones for Channel Estimation in MIMO-OFDMSystems”，利用空頻編碼結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)MIMO-OFDM系統(tǒng)的訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)，這種方法對(duì)時(shí)變信道具有很強(qiáng)的魯棒性，但是在信道階數(shù)較大時(shí)性能損失比較嚴(yán)重。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出了一種具有較強(qiáng)的魯棒性、低誤碼率性能并能降低硬件實(shí)現(xiàn)功耗的基于正交序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法。
本發(fā)明采用如下技術(shù)方案一種針對(duì)帶有虛載波的多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的基于正交訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法，所設(shè)計(jì)的正交訓(xùn)練序列在各個(gè)發(fā)射天線上的有效子載波內(nèi)等間隔分布，且兩兩正交，其余補(bǔ)零；發(fā)射端對(duì)反快速傅立葉變換得到的時(shí)域符號(hào)截取一段后加上循環(huán)前綴并通過天線發(fā)射；接收端在對(duì)接收到時(shí)域符號(hào)進(jìn)行自我復(fù)制后再轉(zhuǎn)到頻域符號(hào)；利用快速傅立葉變換、過采樣和有限沖激響應(yīng)低通內(nèi)插濾波器進(jìn)行低復(fù)雜度信道估計(jì)。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點(diǎn)根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面是綜合考慮信道估計(jì)性能和復(fù)雜度的要求，提出一種正交設(shè)計(jì)的MIMO-OFDM短訓(xùn)練序列方案，每根發(fā)射天線采用與發(fā)射天線數(shù)相同的OFDM短訓(xùn)練符號(hào)，在頻域上采用等間隔分布，間隔數(shù)與發(fā)射天線數(shù)一致，每兩根天線之間的訓(xùn)練序列都是互相正交的。每根發(fā)射天線的多個(gè)OFDM短訓(xùn)練符號(hào)之間幅值相等，相位按等差取值。這種OFDM短訓(xùn)練符號(hào)的設(shè)計(jì)不需要滿足移位正交特性，且考慮到了虛載波影響，具有很強(qiáng)的魯棒性；同時(shí)，利用這種正交序列，可以在接收端采用低復(fù)雜度的信道估計(jì)方法。
根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，提出一種基于以上正交設(shè)計(jì)的MIMO-OFDM短訓(xùn)練序列的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法和裝置，包括初始信道估計(jì)模塊和頻域信道內(nèi)插模塊。它利用了FFT運(yùn)算、過采樣以及數(shù)字低通內(nèi)插濾波技術(shù)。
本發(fā)明有益效果(1)本發(fā)明的訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)與信道估計(jì)方法簡單易行，且通用性強(qiáng)，可用于任意MIMO-OFDM系統(tǒng)；(2)本發(fā)明的訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)與信道估計(jì)方法具有較強(qiáng)的魯棒性，不會(huì)隨著信道條件的輕微變化導(dǎo)致系統(tǒng)性能急劇惡化，性能穩(wěn)定(3)本發(fā)明的訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)與信道估計(jì)方法比之傳統(tǒng)方法計(jì)算復(fù)雜度大大降低，且誤碼率性能也有所提高，實(shí)用性強(qiáng)，大大降低了硬件實(shí)現(xiàn)的功耗。


圖1是頻域訓(xùn)練序列示意圖。
圖2是MIMO-OFDM系統(tǒng)中的訓(xùn)練序列發(fā)射接收方案圖。
圖3是初始信道估計(jì)示意圖。
圖4是頻域信道內(nèi)插示意圖。
圖5是低速TU信道環(huán)境下兩種信道估計(jì)的誤比特率比較圖。
具體實(shí)施例方式
一種針對(duì)帶有虛載波的多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的基于正交訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法，所設(shè)計(jì)的正交訓(xùn)練序列在各個(gè)發(fā)射天線上的有效子載波內(nèi)等間隔分布，且兩兩正交，其余補(bǔ)零；發(fā)射端對(duì)反快速傅立葉變換得到的時(shí)域符號(hào)截取一段后加上循環(huán)前綴并通過天線發(fā)射；接收端在對(duì)接收到時(shí)域符號(hào)進(jìn)行自我復(fù)制后再轉(zhuǎn)到頻域符號(hào)；利用快速傅立葉變換、過采樣和有限沖激響應(yīng)低通內(nèi)插濾波器進(jìn)行低復(fù)雜度信道估計(jì)。
利用上述正交序列，可以在接收端采用低復(fù)雜度的信道估計(jì)方法，該序列按如下方法設(shè)計(jì)第一步根據(jù)有效子載波、虛載波的位置以及發(fā)射天線的數(shù)目Nt，選擇訓(xùn)練序列所在子載波的位置，使得訓(xùn)練序列的子載波位置在有效子載波內(nèi)等間隔分布，且間隔為Nt，設(shè)在一個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi)的訓(xùn)練符號(hào)個(gè)數(shù)為 相應(yīng)的子載波序號(hào)依次為 第二步設(shè)計(jì)第1根天線上第1個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi) 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的取值，使得這 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)功率相等，其相位成等差分布，設(shè)為λ=[λ0,λ1,···,λN~-1]T,]]>除了這 個(gè)子載波序號(hào)為 的訓(xùn)練符號(hào)，其余子載波位置均填零；第三步以第1根天線上第1個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi) 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的取值λ為基準(zhǔn)，設(shè)計(jì)其他天線上和其他位置的訓(xùn)練符號(hào)設(shè)計(jì)，使得第1根天線上的第2到第Nt個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi) 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的取值均為λ；第2根天線上Nt組訓(xùn)練符號(hào)的取值比之第1跟天線上的Nt組訓(xùn)練符號(hào)相位旋轉(zhuǎn)依次為2π·0Nt,2π·1Nt,···,2π·(Nt-1)Nt;]]>第3跟天線上Nt組訓(xùn)練符號(hào)的取值比之第2跟天線上的Nt組訓(xùn)練符號(hào)相位旋轉(zhuǎn)依次為2π·0Nt,2π·1Nt,···,2π·(Nt-1)Nt,]]>依此類推；
第四步在發(fā)射端，以s(n)(k)表示第n根發(fā)射天線上第k組頻域訓(xùn)練序列，其中n＝1，2，…，Nt且k＝1，2，…，Nt，將各頻域訓(xùn)練序列s(n)(k)中包含的 個(gè)符號(hào)按照子載波位置為 填充到一個(gè)長度為N的序列中后得到正交頻分復(fù)用頻域符號(hào)，然后，對(duì)正交頻分復(fù)用頻域符號(hào)進(jìn)行反快速傅立葉變換，并取其處理后的前N/Nt個(gè)時(shí)域符號(hào)，最后，在時(shí)域符號(hào)前加上各自的循環(huán)前綴后分別通過各個(gè)發(fā)射天線發(fā)射；第五步在接收端，對(duì)各個(gè)接收天線接收信號(hào)去除循環(huán)前綴后得到時(shí)域符號(hào)，將時(shí)域符號(hào)自我復(fù)制Nt份后再進(jìn)行快速傅立葉變換，然后進(jìn)行子載波選擇，從中選擇出頻域訓(xùn)練序列子載波位置 相應(yīng)的頻域符號(hào)，得到Nr根天線上長度為 的頻域接收符號(hào)r(m)(k)，其中m＝1，2，…，Nr且k＝1，2，…，Nt，利用這些頻域接收符號(hào)進(jìn)行信道估計(jì)的方法如下第一步利用所設(shè)計(jì)正交序列的特點(diǎn)，將各組相同子載波位置上的頻域接收符號(hào)進(jìn)行Nt點(diǎn)的傅立葉變換，得到了子載波序號(hào)為 的信道頻域響應(yīng)估計(jì)；第二步對(duì)每根接收天線上的 個(gè)子載波的信道估計(jì)值之間插零，擴(kuò)展到整個(gè)有效子載波；第三步對(duì)每根接收天線，通過頻域信道內(nèi)插可以估計(jì)出整個(gè)有效子載波的信道頻域估計(jì)，具體包括下面3步(1).設(shè)計(jì)一個(gè)歸一化截止頻率為α＝(L+1)Nt/N的FIR低通內(nèi)插濾波器(2).將上一步得到的信號(hào)通過設(shè)計(jì)好的FIR內(nèi)插濾波器；(3).將濾波器的輸出移位得到整個(gè)有效子載波的信道估計(jì)值。
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步描述1.訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)圖1是一個(gè)OFDM短符號(hào)的頻域訓(xùn)練序列示意圖，圖中深色方格表示 個(gè)訓(xùn)練序列，淺色方格表示零。考慮一個(gè)MIMO-OFDM系統(tǒng)，發(fā)射天線數(shù)Nt，接收天線數(shù)Nr，采用N點(diǎn)FFT，除去低頻和高頻兩邊的虛擬子載波以及中間的直流子載波后，有效子載波個(gè)數(shù)為N0。假設(shè)發(fā)射天線數(shù)Nt能夠整除N。訓(xùn)練序列結(jié)構(gòu)在時(shí)域上采用Nt個(gè)長度為N/Nt+LCP的OFDM短符號(hào)取代原來長度為N+LCP的OFDM符號(hào)；在頻域上，有效子載波內(nèi)采用等間隔分布的訓(xùn)練序列，間隔為Nt，其余補(bǔ)零。假設(shè)一個(gè)OFDM短符號(hào)內(nèi)共 個(gè)訓(xùn)練序列，相應(yīng)的子載波序號(hào)為 也就是說除了在子載波 處發(fā)送訓(xùn)練序列之外，其他子載波補(bǔ)零。若信道階數(shù)為L，這種訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的適用條件為天線數(shù)Nt×信道階數(shù)L≤FFT點(diǎn)數(shù)N。
圖2是MIMO-OFDM系統(tǒng)中的訓(xùn)練序列發(fā)射接收方案圖。
在發(fā)射端，s(n)(k)表示第n根發(fā)射天線上第k個(gè) 的頻域訓(xùn)練序列，其中n＝1，2，…，Nt且k＝1，2，…，Nt。s(n)(k)中包含有 個(gè)符號(hào)，將此 個(gè)符號(hào)按照子載波序號(hào)為 填充到一個(gè)長度為N的序列中，即s(n)(k)的第0個(gè)符號(hào)填在位置u0，第1個(gè)符號(hào)填在位置u1，依此類推，最后一個(gè)符號(hào)填在位置 其中， 在有效子載波內(nèi)，等間隔分布，間隔為發(fā)射天線數(shù)Nt。這樣得到的N×1的頻域符號(hào)經(jīng)過N點(diǎn)的IFFT運(yùn)算得到N×1的時(shí)域符號(hào)，將此N×1的時(shí)域符號(hào)分成Nt等份，可以證明，這Nt份的符號(hào)是完全一致的，我們只取第1份N/Nt×1的符號(hào)，其余的全部舍棄，加上CP后得到(N/Nt+LCP)×1的符號(hào)，然后進(jìn)行D/A變換和上變頻，再通過天線發(fā)射。
在接收端，經(jīng)過下變頻、A/D變換以及同步，每根接收天線接收到的(N/Nt+LCP)×1的符號(hào)，去掉CP之后得到N/Nt×1的符號(hào)，自我復(fù)制Nt份得到N×1的時(shí)域符號(hào)，經(jīng)過N點(diǎn)的FFT運(yùn)算得到N×1的頻域符號(hào)，按照子載波序號(hào) 抽取得到 的符號(hào)r(m)(k)，其中m＝1，2，…，Nr且k＝1，2，…，Nt，這部分用來進(jìn)行信道估計(jì)，抽取有效子載波中其余 個(gè)子載波得到 的符號(hào)z(m)(k)，其中m＝1，2，…，Nr且k＝1，2，…，Nt，這部分用來噪聲方差估計(jì)。
發(fā)射端Nt根發(fā)射天線上Nt個(gè)連續(xù)訓(xùn)練序列的正交設(shè)計(jì)可以描述為，第1跟發(fā)射天線上為Nt個(gè)相同的訓(xùn)練短符號(hào)；第2跟天線上Nt個(gè)訓(xùn)練短符號(hào)比之第1跟天線上Nt個(gè)訓(xùn)練短符號(hào)相位旋轉(zhuǎn)依次為2π·0Nt,2π·1Nt,···,2π·(Nt-1)Nt;]]>第3跟天線上Nt個(gè)訓(xùn)練短符號(hào)比之第2跟天線上Nt個(gè)訓(xùn)練短符號(hào)相位旋轉(zhuǎn)依次為2π·0Nt,2π·1Nt,···,2π·(Nt-1)Nt,]]>依此類推。矩陣符號(hào)表示如下 其中，λ=[λ0,λ1,···,λN~-1]&Tgr;]]>是一個(gè) 的向量。若取Nt為2、3和4，對(duì)應(yīng)的正交設(shè)計(jì)分別為λλλ-λ,λλλλλej23πλej43πλλej43πλej23π,λλλλλλej12π-λλej32πλ-λλ-λλλej32π-λλej12π]]>2.信道估計(jì)方法和裝置根據(jù)以上的訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)，我們可以寫出第m根接收天線上接收信號(hào)r(m)的模型r(m)＝s·H(m)+η(m)其中，r(m)=r(m)(0)r(m)(1)···r(m)(Nt-1),H(m)=H(m,1)H(m,2)···H(m,Nt),η(m)=η(m)(0)η(m)(1)···η(m)(Nt-1)]]> H(m，n)表示第n根發(fā)射天線與第m根接收天線之間子載波序號(hào)為 的 信道頻域響應(yīng)，η(m)(k)表示第m根接收天線上第k個(gè)OFDM短符號(hào) 的頻域噪聲， 表示對(duì)角化運(yùn)算。根據(jù)上面的信號(hào)模型，結(jié)合訓(xùn)練序列的正交設(shè)計(jì)，得到第n根發(fā)射天線與第m根接收天線之間第up個(gè)子載波的信道頻域響應(yīng)的估計(jì)值
H^up(m,n)=1NtλpΣk=0Nt-1rp(m)(k)e-j2πNt(n-1)k,p=0,1,···,N~-1]]>這一過程可用FFT來實(shí)現(xiàn)，如圖3所示。
圖3是第m根接收天線對(duì)應(yīng)于子載波序號(hào)為 的信道頻域響應(yīng)估計(jì)方案。第m根接收天線第up個(gè)子載波的Nt個(gè)連續(xù)符號(hào)rp(m)(0)，rp(m)(1)，…，rp(m)(Nt-1)經(jīng)過FFT運(yùn)算，再乘以因子1/(Ntλp)即得到信道估計(jì)H^up(m,1),H^up(m,2),···,H^up(m,Nt).]]>得到了子載波序號(hào)為 的信道頻域響應(yīng)估計(jì)之后通過頻域信道內(nèi)插可以估計(jì)出整個(gè)有效子載波的信道頻域估計(jì)，我們可以設(shè)計(jì)一個(gè)歸一化截止頻率為α＝(L+1)Nt/N的FIR低通濾波器來實(shí)現(xiàn)內(nèi)插。內(nèi)插濾波器的實(shí)現(xiàn)可以分為三步(1)將 個(gè)子載波的信道估計(jì)值之間插零，擴(kuò)展到整個(gè)有效子載波；(2)將上一步得到的信號(hào)通過設(shè)計(jì)好的FIR內(nèi)插濾波器；(3)將濾波器的輸出移位得到整個(gè)有效子載波的信道估計(jì)值。理論上講，內(nèi)插濾波器的階數(shù)越高，信道估計(jì)的精度越高。頻域信道內(nèi)插如圖4所示。
傳統(tǒng)的信道估計(jì)的計(jì)算量對(duì)每個(gè)接收天線需要做1個(gè)N點(diǎn)的IFFT運(yùn)算以及Nt個(gè)N/Nt點(diǎn)的FFT運(yùn)算，Nr根接收天線的信道估計(jì)需要復(fù)數(shù)乘法次數(shù)為Nr(NlogN+Nlog(N/Nt))。在新的信道估計(jì)方案中，初始信道估計(jì)的計(jì)算量對(duì)每個(gè)接收天線每個(gè)子載波需要NtlogNt次復(fù)數(shù)乘法，這樣一共需要 次復(fù)數(shù)乘法；另外假設(shè)內(nèi)插濾波器是M階的，那么內(nèi)插一共需要NrMN0次復(fù)數(shù)乘法。整個(gè)信道估計(jì)需要的復(fù)數(shù)乘法次數(shù)為Nr(N~NtlogNt+MN0),]]>當(dāng)內(nèi)插濾波器階數(shù)M取較小時(shí)，新信道估計(jì)方案的計(jì)算復(fù)雜度明顯比傳統(tǒng)信道估計(jì)方案的要小的多。
實(shí)施例我們以4根發(fā)射天線和4根接收天線的MIMO-OFDM系統(tǒng)為例，說明如何發(fā)射訓(xùn)練序列以及接收端相應(yīng)的信道估計(jì)方法。OFDM的子載波總數(shù)N＝1024，CP長度LCP＝216，有效子載波數(shù)為884，低頻70個(gè)虛載波，高頻70個(gè)虛載波，訓(xùn)練序列所在子載波序號(hào)為70，74，…，954，并等功率分布。按照前面的設(shè)計(jì)方法，在發(fā)射端，4根發(fā)射天線上的訓(xùn)練序列依次為1e1·jπ256···e221·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ256je129·jπ256···e349·jπ256-1e257·jπ256···e477·jπ256-je385·jπ256···e605·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ256-1e257·jπ256···e477·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ256-1e257·jπ256···e477·jπ2561e1·jπ256···e221·jπ256-je385·jπ256···e605·jπ256-1e257·jπ256···e477·jπ256je129·jπ256···e349·jπ256]]>其中4行表示4根發(fā)射天線，888列表示連續(xù)4組頻域短訓(xùn)練序列，每組訓(xùn)練的長度為222，每組訓(xùn)練序列首個(gè)符號(hào)為±1或者±j。然后每根天線上的每組訓(xùn)練序列進(jìn)行補(bǔ)零，以第2根天線上的第3組訓(xùn)練序列為例，補(bǔ)零前為-1e257·jπ256···e476·jπ256e477·jπ256,]]>補(bǔ)零后為 其中，上面的數(shù)字代表訓(xùn)練序列所在的位置，下面的數(shù)字表示訓(xùn)練序列的具體數(shù)值，淺灰色方框表示該處的信號(hào)為零。其他天線和其他組的訓(xùn)練序列與其類似。補(bǔ)零之后按照?qǐng)D2所示的流程進(jìn)行IFFT運(yùn)算，并截取前256個(gè)符號(hào)，丟棄后768個(gè)符號(hào)。加入CP之后，進(jìn)行D/A變換和上變頻，最后通過天線發(fā)射信號(hào)。訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)符號(hào)交替發(fā)射，相鄰訓(xùn)練序列之間插入19個(gè)OFDM數(shù)據(jù)信號(hào)，發(fā)射信號(hào)的調(diào)制方式為4QAM。信道環(huán)境為低速典型城市(TU)信道。
在接收端，經(jīng)過下變頻、A/D變換以及同步，每根接收天線接收到的每組符號(hào)，去掉CP之后得到768個(gè)符號(hào)，自我復(fù)制4份得到1024個(gè)時(shí)域符號(hào)，經(jīng)過1024點(diǎn)的FFT運(yùn)算得到1024個(gè)頻域符號(hào)，抽取其中位置為70，74，…，954的符號(hào)得到222個(gè)符號(hào)，對(duì)于4根接收天線，4組符號(hào)，這樣一共有222*4*4個(gè)符號(hào)，這些符號(hào)用作后續(xù)的信道估計(jì)。
對(duì)于222*4*4個(gè)符號(hào)，表示222個(gè)子載波，4根接收天線，4組符號(hào)。對(duì)于每個(gè)子載波，每根接收天線，進(jìn)行圖3所示4點(diǎn)的FFT運(yùn)算，得到初始信道估計(jì)；然后經(jīng)過圖4所示的4倍過采樣和內(nèi)插濾波器得到整個(gè)有效子載波的信道估計(jì)值。信道估計(jì)的頻域內(nèi)插采用8階和16階FIR低通內(nèi)插濾波器，時(shí)域內(nèi)插采用線性內(nèi)插。MIMO檢測采用迫零檢測和排序SIC檢測。
對(duì)系統(tǒng)的誤比特率仿真結(jié)果如圖5所示，從圖中我們可以看出，在迫零檢測(ZF)中，新方法的誤比特率性能在低信噪比時(shí)比傳統(tǒng)的方法高出2dB左右，當(dāng)信噪比提高時(shí)，兩種方法的誤比特率性能趨于一致；在排序串行干擾消除(SIC)檢測中，新方法的誤比特率性能在低信噪比時(shí)(＜12dB)比傳統(tǒng)的方法高出1dB左右，當(dāng)信噪比到達(dá)15dB時(shí)兩種方法性能一樣，當(dāng)信噪比高于23dB時(shí)新方法的性能略差。另一方面，內(nèi)插濾波器采用8階和16階時(shí)，系統(tǒng)的誤比特率性能幾乎接近，但是很顯然采用16階比采用8階計(jì)算復(fù)雜度要大的多，實(shí)際應(yīng)用時(shí)推薦選擇8階的內(nèi)插濾波器。
權(quán)利要求
1.一種針對(duì)帶有虛載波的多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的基于正交訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法，其特征在于所設(shè)計(jì)的正交訓(xùn)練序列在各個(gè)發(fā)射天線上的有效子載波內(nèi)等間隔分布，且兩兩正交，其余補(bǔ)零；發(fā)射端對(duì)反快速傅立葉變換得到的時(shí)域符號(hào)截取一段后加上循環(huán)前綴并通過天線發(fā)射接收端在對(duì)接收到時(shí)域符號(hào)進(jìn)行自我復(fù)制后再轉(zhuǎn)到頻域符號(hào)；利用快速傅立葉變換、過采樣和有限沖激響應(yīng)低通內(nèi)插濾波器進(jìn)行低復(fù)雜度信道估計(jì)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于正交訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法，其特征在于利用這種正交序列，可以在接收端采用低復(fù)雜度的信道估計(jì)方法，該序列按如下方法設(shè)計(jì)第一步根據(jù)有效子載波、虛載波的位置以及發(fā)射天線的數(shù)目Nt，選擇訓(xùn)練序列所在子載波的位置，使得訓(xùn)練序列的子載波位置在有效子載波內(nèi)等間隔分布，且間隔為Nt，設(shè)在一個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi)的訓(xùn)練符號(hào)個(gè)數(shù)為 相應(yīng)的子載波序號(hào)依次為 第二步設(shè)計(jì)第1-根天線上第1個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi) 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的取值，使得這 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)功率相等，其相位成等差分布，設(shè)為λ=[λ0,λ1,···,λN~-1]T,]]>除了這 個(gè)子載波序號(hào)為 的訓(xùn)練符號(hào)，其余子載波位置均填零；第三步以第1根天線上第1個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi) 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的取值λ為基準(zhǔn)，設(shè)計(jì)其他天線上和其他位置的訓(xùn)練符號(hào)設(shè)計(jì)，使得第1根天線上的第2到第Nt個(gè)正交頻分復(fù)用符號(hào)內(nèi) 個(gè)訓(xùn)練符號(hào)的取值均為λ；第2根天線上Nt組訓(xùn)練符號(hào)的取值比之第1跟天線上的Nt組訓(xùn)練符號(hào)相位旋轉(zhuǎn)依次為 ；第3跟天線上Nt組訓(xùn)練符號(hào)的取值比之第2跟天線上的Nt組訓(xùn)練符號(hào)相位旋轉(zhuǎn)依次為 ，依此類推；第四步在發(fā)射端，以s(n)(k)表示第n根發(fā)射天線上第k組頻域訓(xùn)練序列，其中n＝1，2，…，Nt且k＝1，2，…，Nt，將各頻域訓(xùn)練序列s(n)(k)中包含的 個(gè)符號(hào)按照子載波位置為 填充到一個(gè)長度為N的序列中后得到正交頻分復(fù)用頻域符號(hào)，然后，對(duì)正交頻分復(fù)用頻域符號(hào)進(jìn)行反快速傅立葉變換，并取其處理后的前N/Nt個(gè)時(shí)域符號(hào)，最后，在時(shí)域符號(hào)前加上各自的循環(huán)前綴后分別通過各個(gè)發(fā)射天線發(fā)射；第五步在接收端，對(duì)各個(gè)接收天線接收信號(hào)去除循環(huán)前綴后得到時(shí)域符號(hào)，將時(shí)域符號(hào)自我復(fù)制Nt份后再進(jìn)行快速傅立葉變換，然后進(jìn)行子載波選擇，從中選擇出頻域訓(xùn)練序列子載波位置 相應(yīng)的頻域符號(hào)，得到Nr根天線上長度為 的頻域接收符號(hào)r(m)(k)，其中m＝1，2，…，Nr且k＝1，2，…，Nt，這些頻域接收符號(hào)用作信道估計(jì)。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于正交訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法，其特征在于第一步利用所設(shè)計(jì)正交序列的特點(diǎn)，將各組相同子載波位置上的頻域接收符號(hào)進(jìn)行Nt點(diǎn)的傅立葉變換，得到了子載波序號(hào)為 的信道頻域響應(yīng)估計(jì)；第二步對(duì)每根接收天線上的 個(gè)子載波的信道估計(jì)值之間插零，擴(kuò)展到整個(gè)有效子載波；第三步對(duì)每根接收天線，通過頻域信道內(nèi)插可以估計(jì)出整個(gè)有效子載波的信道頻域估計(jì)，具體包括下面3步(1).設(shè)計(jì)一個(gè)歸一化截止頻率為α＝(L+1)Nt/N的FIR低通內(nèi)插濾波器(2).將上一步得到的信號(hào)通過設(shè)計(jì)好的FIR內(nèi)插濾波器；(3).將濾波器的輸出移位得到整個(gè)有效子載波的信道估計(jì)值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種針對(duì)帶有虛載波的多入多出正交頻分復(fù)用系統(tǒng)的基于正交訓(xùn)練序列設(shè)計(jì)的低復(fù)雜度信道估計(jì)方法，所設(shè)計(jì)的正交訓(xùn)練序列在各個(gè)發(fā)射天線上的有效子載波內(nèi)等間隔分布，且兩兩正交，其余補(bǔ)零；發(fā)射端對(duì)反快速傅立葉變換得到的時(shí)域符號(hào)截取一段后加上循環(huán)前綴并通過天線發(fā)射；接收端在對(duì)接收到時(shí)域符號(hào)進(jìn)行自我復(fù)制后再轉(zhuǎn)到頻域符號(hào)；利用快速傅立葉變換、過采樣和有限沖激響應(yīng)低通內(nèi)插濾波器進(jìn)行低復(fù)雜度信道估計(jì)；本發(fā)明具有較強(qiáng)的魯棒性、估計(jì)方法簡單易行，且通用性強(qiáng)，可用于任意MIMO－OFDM系統(tǒng)，計(jì)算復(fù)雜度大大降低，實(shí)用性強(qiáng)，大大降低了硬件實(shí)現(xiàn)的功耗等優(yōu)點(diǎn)。
文檔編號(hào)H04L25/02GK1835484SQ20061003955
公開日2006年9月20日 申請(qǐng)日期2006年4月14日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月14日
發(fā)明者李子, 蔡躍明, 徐友云, 楊煒偉, 繆暉, 徐信 申請(qǐng)人:中國人民解放軍理工大學(xué)