專利名稱：MIMO communication system with variable slot structure的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般地涉及通信系統(tǒng)，并且更具體地涉及多輸入多輸出(MIMO)通信系統(tǒng)。
背景技術：
MIMO通信系統(tǒng)具有多種不同類型，包括如點到點系統(tǒng)和多用戶系統(tǒng)。在典型的點 到點MIMO通信系統(tǒng)中，一個終端中的多天線陣列向另一個終端中的多天線陣列進行傳送， 從而獲得相對于具有相似功率和頻譜帶寬的單天線鏈路的吞吐增益。在典型的多用戶MIMO 通信系統(tǒng)中，基站中的多天線陣列選擇地并且同步地向獨立單天線終端發(fā)送多數(shù)據(jù)流，再 次獲得相對于一組單天線鏈路的吞吐增益。這種類型的多用戶系統(tǒng)有時被稱為“廣播"ΜΙΜΟ 系統(tǒng)。與廣播MIMO相反的系統(tǒng)有時被稱為“多接入”ΜΙΜ0，并且它需要獨立單天線終端同 步地向基站中的多天線陣列發(fā)送多數(shù)據(jù)流。相對于點到點ΜΙΜ0，多用戶MIMO具有許多優(yōu)點。例如，多用戶MIMO系統(tǒng)中的終 端可以是簡單和便宜的。另外，在視線傳播條件下點到點MIMO可能無法傳遞需要的高吞吐 量，而在相同的條件下，只要終端之間的角距超過傳輸陣列的瑞利分辨率，多用戶MIMO便 繼續(xù)提供高吞吐量。更進一步，多用戶MIMO無縫地處理視線和充分散射傳播間的轉換。多用戶MIMO原理的缺點是，基站必須知道前向信道的傳播特性?；精@取此信息 的過程一般被稱為訓練。例如，見Hochwald等的美國專利申請公開號2005/0265290，題名 為"Feedback Method ForChannel State Information of a Wireless Link，，，與本發(fā)明是 共同受讓人并且在此合并作為參考。公認這種前向信道信息的獲得是由時分雙工(TDD)操作推動的。在TDD上下文 中，互反原理意味著，反向信道矩陣等于前向信道矩陣的轉置矩陣，這樣基站能夠通過處理 由終端在反向鏈路發(fā)送的導頻信號來容易地獲得需要的前向信道信息。不幸地，多用戶MIMO通信的傳統(tǒng)方法可能不能對具有高的終端移動性的情況進 行最佳配置。例如，在與高移動性相關的傳播條件下，傳統(tǒng)方法可能不能在信道改變前提供 充足的時間來傳送反向導頻，然后傳送前向數(shù)據(jù)流。此外，在低信號干擾加噪聲比(SINR) 條件下，可能需要過多的導頻符號來獲得足夠好質量的信道評估，從而允許數(shù)據(jù)流的選擇 性傳輸。因此，基于這些傳統(tǒng)方法的系統(tǒng)可能不能獲得多用戶MIMO通信的全部吞吐優(yōu)勢。因此存在改進多用戶MIMO通信方法的需要，特別是在高的終端移動性面前提供 改善的系統(tǒng)吞吐量方面。

發(fā)明內容
以說明性的實施方式，本發(fā)明通過可變時隙結構的使用，在MIMO系統(tǒng)中提供了改 進的吞吐量。根據(jù)本發(fā)明的一個方面，MIMO系統(tǒng)被配置使用可變時隙結構。該系統(tǒng)包括多個終 端以及至少一個配置為與終端通信的基站。基站操作來確定各個終端的移動性，基于確定 的移動性將終端安排到組中，并且利用至少第一和第二不同時隙結構，以便與組中的至少第一和第二組各自的終端進行通信?？梢源_立優(yōu)先級來服務這些組，然后由基站依照所確 立的優(yōu)先級來服務這些組。例如，可以基于信道測量或基于衛(wèi)星測量來確定各個終端的移動性。終端移動性 可以被指定為各自的速率指示符，或采用指示了終端移動性的其他類型的信息來指定。如果組中的給定組包括的終端多于能在單時隙中被服務的終端數(shù)目，則可以基于 給定組中終端的相對角度位置來將給定組分成兩個或更多更小的組。說明性的實施方式中的系統(tǒng)是多用戶MIMO系統(tǒng)，其中多個終端包括獨立單天線 終端。更特別地，在說明性的實施方式的多用戶MIMO系統(tǒng)中，基站通過包括M個天線的天 線陣列與多個終端通信并且多個終端包括K個單天線終端，其中M > K。在其他實施方式 中，這些終端中的一個或多個終端可以包括多個天線。為了與各個組中的終端通信，可以確定最佳的時隙結構。給定的這種時隙結構可 以由時隙長度、前向鏈路上該時隙中將被服務的終端數(shù)目、和反向鏈路導頻數(shù)目來指定。優(yōu) 選地，給定時隙結構的時隙長度小于或等于一個時間間隔，在該時間間隔上那個組中的終 端在通信頻率上移動波長的某一指定分數(shù)。這種時間間隔在此也被稱為相干間隔，并且可 以具有被指定為系統(tǒng)中特定數(shù)目的通信符號的持續(xù)時間。舉例來說，相干間隔可以被指定為具有T個符號的持續(xù)時間，具有包括由相應的 組的終端傳送至基站的^p個反向導頻符號的第一部分，包括具有單個符號的持續(xù)時間的 訓練計算間隔的第二部分，以及包括由基站發(fā)送到相應組中的各個終端的(T-1-τ。)個前 向符號的第三部分。可以通過基于給定的特定數(shù)目基站天線的吞吐量測量的最大值，同步地確定在時 隙內服務的終端數(shù)目和對于該時隙的反向鏈路導頻數(shù)目，來定義用于與組中給定組的終端 進行通信的最佳時隙結構。例如，吞吐量測量可以包括系統(tǒng)的總容量的下限。有利地，相比于采用固定時隙結構的系統(tǒng)，說明性的實施方式的可變時隙結構提 供了多用戶MIMO通信系統(tǒng)中吞吐量的顯著提高。例如，甚至在短的相干間隔中并且具有低 SINR，包括十六個或更多個天線的基站可以同時學習信道并且以高聚合吞吐量來將多個數(shù) 據(jù)流同時傳送到多個單天線終端。在其他實施方式中可采用更多或更少數(shù)目的天線。通過附圖和下面的詳細描述，本發(fā)明的這些或其他特點和優(yōu)點將變得更清楚。


圖1是本發(fā)明說明性的實施方式中多用戶MIMO通信系統(tǒng)的簡圖，更特別地顯示了 反向鏈路上從終端到基站的傳輸。圖2是圖1的多用戶MIMO通信系統(tǒng)的另一個視圖，更特別地顯示了前向鏈路上從 基站到終端的傳輸。圖3顯示了圖1和圖2的多用戶MIMO通信系統(tǒng)中采用的可變時隙結構的一個類 型的實例。圖4是圖1和圖2的多用戶MIMO通信系統(tǒng)的基站中采用圖3的可變時隙結構執(zhí) 行媒體訪問控制(MAC)過程的流程圖。圖5是圖1和圖2的多用戶MIMO通信系統(tǒng)的基站的更詳細的方塊圖。圖6，7和8是典型的多用戶MIMO系統(tǒng)中總容量下限作為服務的終端數(shù)目的函數(shù)的圖表。圖9，10和11是典型的多用戶MIMO系統(tǒng)中網絡吞吐量作為前向信號與干擾和噪 聲比(SINR)函數(shù)的圖表。圖12，13和14是典型的多用戶MIMO系統(tǒng)中服務的終端的最佳數(shù)目作為前向SINR 函數(shù)的圖表。圖15，16和17是典型的多用戶MIMO系統(tǒng)中反向導頻符號的最佳數(shù)目作為前向 SINR函數(shù)的圖表。
具體實施例方式下面將結合典型的多用戶MIMO系統(tǒng)和相關的可變時隙結構來說明本發(fā)明。然而， 可以理解，本發(fā)明不限于使用任何特別類型的MIMO系統(tǒng)或可變時隙結構。公開的技術適合 用于品種繁多的其他MIMO系統(tǒng)和可變時隙結構，和用于很多可選的應用中。例如，本發(fā)明 的觀點可以在蜂窩通信系統(tǒng)以及如Wi-Fi或WiMax的無線網絡中實現(xiàn)。因此，寬泛地解釋在此使用的術語“基站”，使得其包括如蜂窩系統(tǒng)基站或無線網 絡的接入點。圖1顯示包括基站102的多用戶MIMO系統(tǒng)100，基站102與多個終端通信，更特別 地，多個終端被標記為104-1，104-2，. . · 104-K，每個終端被裝備了標記為1，2，3，. . .K的單 天線。例如，終端可以是移動電話、便攜式計算機、無線電子郵件設備、個人數(shù)字助理(PDA) 或其它用戶通信設備的任一組合。如圖所示，基站102包括包含M個天線的天線陣列110。 在此說明性的實施方式中，假設終端104在反向鏈路上向基站102傳送正交導頻序列。更 進一步，采用TDD操作，這樣通過TDD互反性，基站中的信道評估器112產生前向信道傳播
特性的估計A，在此也稱為前向信道矩陣。在其他實施方式中，終端104中的一個或多個每個可能包括多個天線，而不是在 本說明性的實施方式中的單天線。那些本領域技術人員能夠理解在此公開的技術可以適于 以直接的方式用于一個或多個這樣的多天線終端。另外，如上所述，公開的技術可以適用于不應用上面提到的互反性的MIMO系統(tǒng)中 使用，如頻分雙工(FDD)系統(tǒng)。圖2圖解了多用戶MIMO系統(tǒng)100的前向鏈路。在此視圖中，通過作為前向信道矩 陣估計的偽逆(pseudo-inverse)的線性預編碼器114，基站102選擇性地和同步地向K個 單天線終端104發(fā)送標記為q1; q2，. . . qK的正交幅度調制(QAM)符號序列。為了清楚的闡述，圖1和圖2中以簡化的方式顯示基站102，并且可以理解，實際 上典型的基站將包括如收發(fā)器電路，處理電路等的額外部件。圖5顯示了一個可能基站配 置的更詳細實例。此外，給定的MIMO系統(tǒng)可以包括多個基站和多個各種類型終端的不同配 置?，F(xiàn)在參考圖3，顯示了多用戶MIMO系統(tǒng)100的可變時隙結構的示例。在此示例中 的可變時隙結構包括T個正交頻分復用(OFDM)符號的相干間隔300。該相干間隔是可能假 定信道傳播特性保持基本恒定的時間段，并且在一個示例中更通常在此稱之為時隙。如上 所述，在系統(tǒng)100中采用TDD操作，這樣基站102從終端104在反向鏈路上傳送的τ。個反 向導頻符號中獲得它的信道估計。在此特定示例中，T個符號的相干間隔300被示為分為下面的三個部分τ。個反向導頻符號302，用于計算的一個符號304，以及(Τ_1_ τ rp)個前 向QAM符號306，該相干間隔用于將在相干間隔中被服務的終端104中的每一個。由于給定時隙長度T、在每個時隙服務的終端數(shù)目以及每時隙反向鏈路導頻符號 數(shù)目是可變的(能逐時隙地改變，這將參考圖4的流程圖來描述)，因而圖3的時隙結構被 稱作可變時隙結構。如之前所示，在其他的實施方式中可以采用其他類型的可變時隙結構。圖4顯示了在系統(tǒng)100的基站102中使用圖3的可變時隙結構實現(xiàn)的MAC過程。 正如將看到的那樣，使用對各個終端獲得的速率指示符，MAC過程根據(jù)終端各自的移動性對 終端進行分組，以進行同步服務。對于每個終端組，MAC過程通常確定在時隙長度、服務的 終端數(shù)目、以及反向鏈路導頻符號的數(shù)目方面適合的時隙結構。在此實施方式中，通過從基 站102接收一個或多個前向鏈路QAM符號來服務給定的終端。圖1和2中所示的K個終端 104可以看作由圖4的MAC過程確定的一個可能的終端組。在步驟400，利用所標識的候選終端集合開始MAC過程。候選終端是作為當前時隙 中的服務的候選的那些終端。這些候選者可以采用很多的公知的傳統(tǒng)技術來標識，例如，傳 統(tǒng)通信系統(tǒng)MAC層中應用的典型技術。在步驟402，使用速率指示符404，根據(jù)終端移動性對候選終端進行分組。所產生 的組的集合被表示為{G1;G2，.. . }，并且該集合中組的特定數(shù)目是可以被調整的變量。例如， 速率指示符可以是如從接收的導頻信號獲得或采用其他信道測量技術獲得的、基站和終端 間信道改變的有多快的測量。作為另一個示例，對于那些裝備了全球定位衛(wèi)星(GPS)能力 的終端，可以獲得直接的速率測量。在此使用的術語“移動性” 一般被解釋為包括，例如，指示給定終端正在系統(tǒng)內移 動的速率的任何類型的信息。可以理解，不需要為給定系統(tǒng)的所有終端獲得速率指示符。例 如，對于某些終端可以采用其他類型的移動性確定，而速率指示符僅用于終端的一個子集， 或者該MAC過程可以僅被應用到某些系統(tǒng)終端。在步驟406，該過程為每個組確定時隙長度、在每個時隙服務的終端數(shù)目、以及在 每個時隙采用的反向鏈路導頻符號的數(shù)目。將在下面更詳細地描述在某些假定的條件下做 出這些決定的典型的技術。盡管可以采用其他技術來確定時隙長度，但對于給定組的時隙 長度優(yōu)選不長于那個組的終端在通信頻率上移動波長的某一特定分數(shù)的時間間隔，例如， 波長的八分之一。步驟402中建立的組中的一些可以包括比在一個時隙中能夠被服務的更多的終 端。如步驟408中所示，這種類型的給定組可以被分為兩個或多個更小的組。更特別地，在 此實施方式中，采用關于終端相對角度位置的信息來確定將給定組分為更小的組。一般地， 給定的組被分為更小的組，這樣每個更小的組包括在角度上很好分離的終端。對于各個終 端，在此實施方式中的角度位置信息是角度位置指示符410的形式，并且能夠采用如GPS測 量的公知傳統(tǒng)技術來獲得。步驟408的組劃分操作產生表示為{G' 1； G' 2，...}的組的 新集合。此集合可以包括一個或多個在步驟408中未分成多個組的組，并且任何這種組保 持與步驟402中初始組操作產生的那些結果相同的結果。在步驟412中，通過區(qū)分組的優(yōu)先級，該過程確定服務終端組的次序。對于服務的 這種優(yōu)先級可以基于包括公平、需求或其他因素的公知傳統(tǒng)的MAC技術。然后根據(jù)如在步 驟414中指示的各自的優(yōu)先級對組進行服務。因此，在一個或多個時隙中對每個終端組進行服務，一個或多個時隙具有對于給定組(在時隙長度、將被服務的終端數(shù)目以及反向鏈 路導頻數(shù)目方面)被特別優(yōu)化地的結構。在典型的實際的實施方式中，希望將從基站到終 端傳送的數(shù)據(jù)流的持續(xù)時間可以需要每個組使用兩個或更多的時隙。圖4所示的MAC過程可以至少部分地以運行在其他傳統(tǒng)基站的處理器上軟件形式 實現(xiàn)。圖5顯示了多用戶MIMO系統(tǒng)100的基站102 —種可能配置的更詳細視圖。在此 實施方式中，基站102包括收發(fā)器電路500、處理器502和存儲器504。收發(fā)器電路500通 過各自的功率放大器506-1、506-2、. . . 506-M耦合到天線陣列110的M個天線。用于實現(xiàn) 圖4的MAC過程的一個或多個軟件程序被存儲在存儲器504中并且由處理器502執(zhí)行。處 理器502被示為包括速率和位置檢測部件508和媒體訪問控制部件510，可以表示由處理器 執(zhí)行的功能軟件部件。處理器502可能包括多個集成電路、數(shù)字信號處理器或其他類型的 處理設備、以及相關的支持電路的任意組合。當然基站102的實現(xiàn)可采用硬件、軟件或固件 的任意組合的大量可選配置。圖5所示的功率放大器配置與基站102中的前向鏈路傳輸相關聯(lián)。盡管沒有明確 地顯示，但在基站102中也可以存在與反向鏈路接收相關的額外的部件，例如，將天線陣列 110的每一個連接到收發(fā)器電路500的接收部分的前置放大器。可以理解，圖1到5的說明性實施方式的特定系統(tǒng)配置、可變的時隙結構、操作以 及其他特性僅為舉例。其他實施方式可以根據(jù)給定通信應用的需要而采用不同的系統(tǒng)配 置、時隙結構、操作等。為圖4中MAC過程的步驟406中的特定終端組確定時隙結構的方式的詳細實例現(xiàn) 將通過參考圖6至17的圖表來描述。在這些實例中，時隙結構可以根據(jù)關于配置、時隙結 構、操作和多用戶MIMO系統(tǒng)100的其他特性的某些假定來確定。但是，應當強調，在此做出 的那些和任何其他假定不是本發(fā)明的必要條件，并且不需要應用在其他實施方式中。如上所述，說明性實施方式中的基站102包括與K個獨立單天線終端104通信的M 個天線。為了下面的實例，假定前向鏈路傳播由KXM傳播矩陣H來描述。不區(qū)分平坦衰落 信道和頻率相關信道。后一種情況中，H是典型的由OFDM處理的頻率的函數(shù)。采用瑞利衰 落，這樣H的元素是獨立同分布(iid)CN(0，l)(即零均值，圓對稱復高斯)。再次，采用TDD 操作，這樣通過之前描述的互反性，反向鏈路傳播矩陣是前向傳播矩陣的轉置矩陣。在前向鏈路上，由第k個終端接收的信號是
_ MXa =^Hhkmsfm+wfk,k = l”-,K·
丨 (1)加性噪聲分量是iid，CN(0，1)，并且具有平均功率限制^ΣΙ^Γ =1'
舊 J(2)這樣總的前向發(fā)射功率獨立于基站天線的數(shù)目。常數(shù)Pf是每個終端處的前向 SINR。在反向鏈路上，由第m個基站天線接收的信號是
_κXrm =+wrm,m = 1,...,Μ·
“丨(3)
再次，加性噪聲分量是iid，CN(0, 1)。功率限制是E{ I srk|2} = l,k= 1,... ,K, (4)這區(qū)別于前向功率限制注意總的反向鏈路功率隨終端的數(shù)目而增加。常數(shù)Pr是 每個終端自身能夠在每個基站天線處產生的SINR。盡管可以采用其他功率水平，但典型的基站功率是10瓦特，而典型的終端功率是 100毫瓦。在熱噪聲限制環(huán)境中，反向SINR將比前向SINR小20dB。因為本實例，假定一個 干擾受限環(huán)境并且進一步假定反向SINR比前向SINR小10dB。終端104在反向鏈路上以圖1所示的方式發(fā)送持續(xù)時間τ rp > K個符號的已知導
頻信號序列。KX τ U導頻信號是其中Ψ是τ。χκ單位矩陣，Ψ> = Ικ，并且上
標“H”表示“共軛轉置”。正交擴頻序列的使用允許終端以他們的完全功率不相互干擾的同 步傳送。所接收的MX ^p導頻信號是Yr 二 4^ΗΤ，Η (5)其中Nt是加性噪聲，解擴之后，產生信道矩陣的最小均方線性估計，
1 + P-t^p , ‘ (6) H-Yj估計λ獨立于估計誤差，& t/ Λ的分量是iid、^T、以及
HH^H-H MCN (0,l + PrT,v ), H
1
的分量是iid、。u ^ 1777"、注意，需要的最少導頻符號數(shù)目等于終端的數(shù)目，并且 CN (ο, i + pr、)。
獨立于基站天線的數(shù)目。同樣地，均方估計誤差獨立于基站天線的數(shù)目。通過MXK預處理矩陣A，基站在前向鏈路上選擇性地和同步地向終端發(fā)送QAM符 號，A正比于前向信道估計的偽逆，
Λ ^ Λ Λ W
A = -H ^hh >"' .(7)一 —
tr
(HH y預處理表面上對角化前向信道。選擇歸一化，這樣tr (AhA) = 1。如圖2所示，在每個前向傳輸符號期間，基站用QAM符號的KXl向量乘以預處理 矩陣來產生驅動天線的MXl信號向量，& = A · i其中QAM符號是獨立的，每個具有一個 的期望功率，E{|qk|2} = l，k= 1，...，K。信號是由終端接收的，被表示為向量Xf = ^pJh ■ A-q +wf. (8)從反向鏈路導頻的立場，額外的基站天線是免費的。這將被試探地論證，在M/K > > 1的漸近區(qū)域，具有額外的基站天線是有益的。注意，&的元素是iid并且正比于CN(0，
1)隨機變量。因此，cc^,這樣預處理矩陣(7)正比于信道估計的共軛轉置。
注意，在(8)中，有效的前向信道是KXK矩陣，該矩陣等于實際傳播矩陣和預處理矩陣的乘 積，
8
G = H · A (9)在漸近情況下，M/K >> 1，因而G = H-AocH-[^prTrpH + Ψ rVj f+H-Vy另外，H · Hh — M · Ik，而H · V/Ψ*的元素與等于#的標準方差無關。因此(^,ο^,Μ^/^；人+4Μ·Ζ)，其中ζ的元素是零均值，且與單位方差無關。
因此，信道信息可以是任意壞的，但是基站中使用越來越多的天線將產生接近理想的越來 越好的對角有效信道。另外，有效增益增加并且可以服務更多的終端。由(8)描述特性的信道比理想的多用戶MIMO信道具有更低的吞吐量。存在三種 有害源根據(jù)不完善的信道估計計算預處理矩陣、偽逆的使用是次優(yōu)的、以及終端不準確地 知道有效信道(9)?，F(xiàn)在將獲取多用戶MIMO系統(tǒng)的總容量的嚴格下限?？側萘渴窍到y(tǒng)吞 吐量的測量值?？側萘肯孪薜墨@取遵從B. Hassibi和B. M. Hochwald, "Howmuch training is needed in multiple-antenna wireless links ？，，，IEEETans. Information Theory, vol. 49, no. 4, April 2003中描述的方法，該方法在此引用作為參考。盡管終端不知道有效的信道，但是它們知道它的均方?？蓪?9)代入(8)中，并且 如下加上和減去有效信道的均方，xy. = ^pJE{G} -q+^f+ ^(G - ￡{G}) · q)= ^ E{G}-q+Weff， ( 1Q)其中^ff是有效噪聲(終端不知道)。然后可以計算有效增益的統(tǒng)計。從前面開 始，G = H-A = H-A-H-A
J^=-H-A
_3]
(HH Y
， (11)其中應^h-H，并且具有對于預編碼矩陣⑵的替代的表達?；叵敕知毩⒂谄?此孖獨立于A。此外，有效噪聲與QAM符號G無關(但不是獨立于QAM符號0。定義 隨機標量，Φ，如下Φ ^ (tr[ (ZZh)"1])"172(12)其中Z是KXM隨機矩陣，它的元素是iid，CN(0，1)。假設&是G的第k個行向
量?？梢钥吹?Ε^} = Λ τ~^·Ε{φ}·β[
l +(13) COV^ ^ =+ 7ΤΓΓ- ■ Μφ] ■ eke^
恥”"^PrTrp ^ η， 其中ek是KX 1矢量，其中第k個元素等于1，并且所有其他元素等于Ot
9
可以看到第k個終端接收下面的信號 其中與QAM信號無關的有效噪聲是具有方差 varKzW= 1 + ^/
丄P Ul
+--var{《}
+ PrTrp ^ + PrT
ψ
(16)的零均值。采用上面引用的B. Hassibi涉及的方法，依下列各項可以確定總容量的下限。首 先，QAM符號被構成提供下限的CN(0，1)。更進一步，通過假設有效噪聲是復高斯，相互信息 是下限。結果是下面的總容量下限，
c_ ^K-Iog-
Pf
r\
PJrp
1 + -
1 + /^·
E2 {φ}
'V .
1 +
Pf
1
+
PJ
ψ
var
{φ}
JJ (17) 其中Φ由(12)定義。當基站天線數(shù)目相比于終端的數(shù)目增大時，對于Φ的均值 和方差的適當近似可以替代以獲得
λ
Pf
PJ1
rp
M K
1 + ·
ψ.
M_ K
1十
'V
l +Pr^rp 1 + A.rro AK2
(18)為了基站天線數(shù)目對終端數(shù)目的固定比率，總容量隨終端數(shù)目線性地增加。圖6、7和8是對于M= 1，2，4，8，16個基站天線，總容量下限(17)(比特/秒/Hz) 對服務的終端數(shù)目K的圖表。對于圖6、7和8，前向SINR分別是Pf = {0.0,10.0,20. 0} dB，并且反向SINR小IOdB, Pr = {-10.0,0.0,10. 0}dBo在所有情況下，使用反向導頻符號 的最小可能數(shù)目，即，Tn5 = K。可從圖6、7和8的圖表中得到很多觀測結果。第一，總容量隨基站天線的數(shù)目單 調增加。第二，通?；痉斩鄠€終端，甚至在低SINR情況下是有利的。第三，對于給定數(shù) 目的基站天線，從瞬時吞吐量角度，存在服務的終端的最優(yōu)數(shù)目。然而，對于短的相干間隔， 可能沒有足夠的時間來發(fā)送反向導頻需要的數(shù)目。此結果將在下面的描述中進行量化。如之前在圖3中指出的，可以假定對于T個符號的相干間隔，信道保持常量。典型 的一個符號大約占50微秒。圖3顯示了其中假定信道為恒定的相干間隔300，終端需要發(fā) 送^p個反向導頻，基站需要計算信道估計和預處理矩陣，并且基站需要向終端發(fā)送QAM符 號。如圖所示，圖3的說明性實施方式假定信道估計和預處理矩陣的計算占一個符號，如圖 所示。給定基站天線數(shù)目Μ，以及前向和反向SINR的給定值Pf* P,，能夠同時選擇服
CN 101953087 A
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10務的終端數(shù)目以及反向鏈路導頻數(shù)目來最大化網絡吞吐量，
γ _\_τ \Cwl = max ^·. C· (K, Trp )，
λ'Γ"Λ Τ )服從K彡 M，Trp 彡 K，(19)其中Csmi(·)由(17)給出。圖9、10和11是對于M = 1，2，4，8，16個基站天線，網絡吞吐量(bit/sec/Hz)是 前向SINR的函數(shù)的圖表。虛線曲線(標為“非ΜΙΜΟ”)對應具有一個天線并且結合優(yōu)化的 前向導頻向一個單天線終端發(fā)送一個數(shù)據(jù)流的基站。對于圖9、10和11，相干間隔的持續(xù) 時間分別是T = 10，20，40。各處的反向SINR比前向SINR小10dB。注意，大量的基站天線 (M = 8,16)與“非ΜΙΜΟ”情況相比，帶來吞吐量方面的實際增益。部分是因為前向導頻比 反向導頻大10dB，因而“非ΜΙΜΟ”情況執(zhí)行顯著好于具有一個基站天線的多用戶ΜΙΜ0。另 外注意，隨著相關間隔持續(xù)時間的增加，網絡吞吐量顯著地增加。這樣的原因可從圖12、13 和14中看出，圖12、13和14分別對應圖9、10和11的情景，其顯示了服務的終端的最佳數(shù) 量。在較短的相干間隔內，被服務的終端較少(回想在此實施方式中，每個終端至少有一個 反向導頻符號)，但即使這樣，這對于服務多個終端的基站通常是有利的。再次對相同的場景，圖15、16和17顯示采用優(yōu)化數(shù)目的反向導頻符號。在較短的 相干間隔內，使用大量基站天線典型地暗示大約一半的相干間隔花費在反向導頻上。在此 特別的實例中，瞬時吞吐量與需要的導頻符號的數(shù)目一樣大約正比于終端的數(shù)量。通過在 反向導頻上花費一半的相干間隔，獲得無關正比常數(shù)的最大網絡吞吐量。另外在此實例中 并且在高SINR情況下，每個終端有大約一個反向導頻符號。顯然，通過過分多的反向導頻 的使用的過度訓練不改善吞吐量。上面通過在圖6至17的圖表的上下文中描述的示例顯示，與采用固定時隙結構的 系統(tǒng)相比，可變時隙結構的使用能夠在多用戶MIMO通信系統(tǒng)中提供顯著改善的吞吐量。更 具體地，甚至在短的相干間隔(例如，T= 10個符號或500微秒)并且具有低的SINR(例 如，-IOdB反向，以及OdB正向)，包括16個或更多個天線的基站能夠同時學習信道并且?guī)?有高聚合吞吐量來將多個數(shù)據(jù)流同時傳送到多個單天線終端。應當指出，在前面的實例中，通常增加基站天線的數(shù)目是一直有利的。此行為不增 加需要的反向鏈路導頻的數(shù)目。矩陣值信道估計值維數(shù)增加，并且，盡管對于個別信道系統(tǒng) 的評估沒有改善，但確實改善了前向信道的偽逆的效果。如之前指出的，多用戶MIMO系統(tǒng)100的配置可以改變來適應特殊應用程序的需 要。前面的實例顯示，盡管可以采用其他數(shù)目的天線，但對于高吞吐量應用程序的一個可能 配置是其中一個基站102具有16個或多個天線，每個天線由如圖5所示它的功率放大器驅 動。例如，可能使用具有大約五十到一百個天線的基站，再次，每個這種天線由圖5所示的 它自己的功率放大器驅動。盡管在特別類型的多用戶MIMO系統(tǒng)的上下文中進行描述，但這里公開的技術也 適用于其他類型的MIMO系統(tǒng)。例如，上面指出的另一種多用戶MIMO系統(tǒng)，有時被稱為多接 入ΜΙΜ0，包括獨立單天線終端，該獨立單天線終端同時向基站中多天線陣列發(fā)送多數(shù)據(jù)流。 在這樣的系統(tǒng)中，可以采用反向鏈路導頻來通知基站反向鏈路的傳播特性，并且該基站能 通過對其從天線接收的信號計算和應用信道矩陣的偽逆來處理它接收到數(shù)據(jù)流。廣播和多
11接入MIMO的一種可能的合并可能利用可選廣播或多接入時隙。采用在此公開的技術，這種 時隙可以被配置為具有可變結構。 再次，可以理解上面描述的說明性的實施方式的給定的假設，結構或其他特性僅 作為舉例方式提出，相應地，圖1和圖2中所示特別的MIMO系統(tǒng)配置以及圖3中所示的可 變時隙結構可能在其他實施方式中進行了改變。另外，圖4中的MAC過程中根據(jù)移動性，對 服務的優(yōu)先化組等用于組終端的技術可以適應特別的應用程序而改變。本領域的技術人員 能夠理解這些和大量其他的落入附加的權利要求的范圍的可選實施方式。
權利要求
一種在基站與多個終端進行通信的多輸入多輸出通信系統(tǒng)中傳遞信息的方法，該方法包括步驟確定各個終端的移動性；基于所確定的移動性，將所述終端安排到組中；以及利用至少第一和第二不同的時隙結構，以便與組中的至少相應第一和第二組的終端進行通信。
2.根據(jù)權利要求1的方法，其中基站通過包括M個天線的天線陣列與多個終端進行通 信，并且所述多個終端包括K個單天線終端，其中M > K。
3.根據(jù)權利要求1的方法，其中時隙結構中的給定時隙結構是由時隙長度、前向鏈路 上在該時隙中將被服務的終端的數(shù)目、和反向鏈路導頻的數(shù)目來指定的。
4.根據(jù)權利要求3的方法，其中給定時隙結構的時隙長度小于或等于一個時間間隔， 在該時間間隔上該組的終端在通信頻率上移動波長的某一指定分數(shù)。
5.根據(jù)權利要求1的方法，其中時隙結構中的給定時隙結構包括相干間隔，該相干間 隔具有被指定為系統(tǒng)中特定數(shù)目的通信符號的持續(xù)時間。
6.根據(jù)權利要求5的方法，其中所述相干間隔包括包含多個反向導頻的第一部分、包 含訓練計算間隔的第二部分、以及包含多個前向鏈路符號的第三部分。
7.根據(jù)權利要求6的方法，其中所述相干間隔具有T個符號的持續(xù)時間，所述第一部分 包括由相應的組的終端傳送至基站的^p個反向導頻符號，所述第二部分包括具有單個符 號的持續(xù)時間的訓練計算間隔，以及所述第三部分包括由基站發(fā)送到相應的組的各個終端 的(T-1-τ。)個前向符號。
8.根據(jù)權利要求1的方法，其中如果組中的給定組包括的終端多于能在單時隙中被服 務的終端，則基于給定組中終端的相對角度位置，將給定組分成兩個或更多更小的組。
9.一種多輸入多輸出通信系統(tǒng)的基站，所述基站被配置為與系統(tǒng)的多個終端通信，其 中所述基站被操作來確定各個終端的移動性；基于所確定的移動性將終端安排到組中；以 及利用至少第一和第二不同的時隙結構，以便與組中的至少相應第一和第二組的終端進行通{曰。
10.一種多輸入多輸出通信系統(tǒng)，包括多個終端；以及被配置為與所述終端進行通信的至少一個基站；其中，所述基站被操作來確定各個終端的移動性；基于所確定的移動性，將終端安排到 組中；以及利用至少第一和第二不同的時隙結構，以便與組中的至少相應第一和第二組的 終端進行通信。
全文摘要
文檔編號H04B7/06GK101953087SQ20078003914
公開日2011年1月19日 申請日期2007年10月19日 優(yōu)先權日2006年10月26日
發(fā)明者Marzetta Thomas Louis 申請人:Lucent Technologies Inc