] .......
[0054]
[0055] 這里y表示接收端某個0FDM符號頻域數據，巾表示任意一個角度旋轉，R(?)和 1(0分別表示對數據取實部和虛部值，E{>}表示對統(tǒng)計變量取均值，m多1且為整數。當 J( 40的值最小時對應的巾值即為粗略的CPE相位估計值。為避免上述代價函數計算粗略 CPE相位估計值的迭代運算，將上述原代價函數從理論上近似為如下的新代價函數，即余弦 函數形式，
[0056]J(<}>)=Acos(4 ?<}>+B)+C
[0057] 為確定新代價函數中余弦函數J(<i>)的值最小時的巾值，僅需確定上式中的三個 參數A，B和C的值。在原代價函數曲線上取三個點即可確定A，B和C的值。因此通過新代 價函數，無須迭代運算易得到該余弦函數取最小值時的巾值，即為該0FDM符號粗略的CPE 相位估計值。
[0058] 圖3顯示了對某個0FDM符號的原代價函數和新代價函數隨旋轉角度巾變化的關 系曲線，分別取原代價函數曲線上三個點，即巾=〇,Ji/4以及-31/8,則能夠確定新代價 函數余弦形式中的三個系數A，B和C。可得新代價函數與原代價函數完美重疊在一起。因 此，通過新代價函數及其余弦函數形式，無需迭代運算，易得到新代價函數為最小值時的小 值，即該0FDM符號需要補償的粗略CPE相位值。
[0059]S208:用面向判決的相位均衡算法（DDPE)去計算殘余的CPE估計值。先將第（6) 步驟中獲得的粗略CPE相位估計值用于進行粗CPE相位噪聲補償，即 這里之表示接收端第n個OFDM符號中的第k個子載波頻域數據進行粗CPE相位噪聲補償 之后的形式，Rnik是對應的發(fā)射端頻域數據。是第n個0FDM符號中的第k個子載波的 信道傳遞函數，巾表示第（6)步驟中獲得的該0FDM符號的粗略CPE相位估計值。再用如 下方法計算殘余的CPE相位噪聲估計值，
[0060]
[0061] 其中Nf表示0FDM中子載波的個數，D(?)表示判決操作，arg(?)表示取復數的 角度，4>2in表示殘余CPE估計值。
[0062]S209:接收端頻域數據CPE相位噪聲補償，包括對接收端頻域數據進行粗略和殘 余CPE相位噪聲補償，即：
[0063]
[0064] 這里表示接收端第n個OFDM符號中的第k個子載波頻域數據進行粗略和殘余 CPE相位噪聲補償之后的形式，Rn，k是對應的發(fā)射端頻域數據。是第n個0FDM符號中 的第k個子載波的信道傳遞函數，表示第（6)步驟中獲得的該0FDM符號的粗略CPE相 位估計值。巾2in表示第（7)步驟中獲得的該0FDM符號的殘余CPE相位噪聲估計值。
[0065]圖4是本發(fā)明實施例1中接收端頻域數據未經任何相位噪聲補償方法補償的星座 圖，星座圖上信號點由于CPE相位噪聲發(fā)生了嚴重的旋轉。采用64個導頻做最小二乘（LS) 信道估計，獲得相位噪聲補償后的星座圖顯示在圖5中。用本發(fā)明提出的無迭代盲相位噪 聲補償方法補償后的星座圖顯示在圖6中?？傻门c傳統(tǒng)的導頻LS估計相位噪聲補償方法 相比，用本發(fā)明提出的無迭代盲相位噪聲補償方法獲得與其相比擬的補償效果。本發(fā)明僅 第一個0FDM符號作為導符號使用，與傳統(tǒng)的導頻LS估計相位噪聲補償方法相比，顯然極大 提高了頻譜利用率。與原有的盲相位噪聲算法相比，該算法采用新代價函數（余弦函數形 式）替代原代價函數，避免了繁瑣的迭代計算，極大降低了算法的復雜度。
[0066] 以上對本發(fā)明所述的相干光正交頻分復用C0-0FDM系統(tǒng)中的無迭代盲相位噪聲 補償方法進行了詳細地的介紹，以上的實例說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心 思想而非對其進行限制，其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質與原理下所作改變、修飾、替 代、組合、簡化，均應為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護范圍之內。
【主權項】
1. 一種適用于CO-OFDM系統(tǒng)的無迭代盲相位噪聲補償方法，其特征在于：所述補償方 法包括以下步驟： (1) 接收端對接收到的CO-OFDM信號進行相干探測接收，然后進行模數轉換，得到電域 的信號； (2) 電域光纖色散補償； (3) 對電域的信號進行串并轉換，移除循環(huán)前綴CP并進行符號同步以及頻率偏移估計 和補償； (4) 采用快速傅里葉變換FFT將信號從時域變?yōu)轭l域； (5) 為取得信道傳遞函數，將OFDM信號幀中第一個OFDM符號設置為導符號，以后每個 OFDM符號的信道傳遞函數根據前一個OFDM符號的信道傳遞函數進行更新，這里Snik是發(fā)送端第η個OFDM符號中的第k個子載波的導符號數據，R nik是對應的發(fā) 射端導符號數據，是第n-1個OFDM符號中的第k個子載波的信道傳遞函數，Φ lin JP Φ2ιη i是對第n-1個的OFDM符號，分別用無迭代盲算法計算的粗略CPE估計值和面向判決 相位均衡算法DDPE計算的殘余CPE估計值； (6) 用無迭代盲算法計算每個OFDM符號的粗略CPE估計值，在色散最小算法（DM)中引 入新的代價函數，它的形式包含某個OFDM符號頻域數據旋轉任意角度后的實部部分和虛 部部分，有如下表示：其中，y表示接收端某個OFDM符號頻域數據，Φ表示任意一個角度旋轉，R( ·)和1( ·) 分別表示對數據取實部和虛部值，E {·}表示對統(tǒng)計變量取均值，m多1且為整數，當J ( Φ) 的值最小時對應的Φ值即為粗略的CPE相位估計值，為避免上述代價函數計算粗略CPE相 位估計值的迭代運算，將上述原代價函數從理論上近似為如下的新代價函數，即余弦函數 形式，為確定新代價函數中余弦函數ΚΦ)的值最小時的Φ值，僅需確定上式中的三個參數 A，B和C的值，在原代價函數曲線上取三個點即可確定A，B和C的值，通過新代價函數得到 該余弦函數取最小值時的Φ值，即為該OFDM符號粗略的CPE相位估計值； (7) 然后用面向判決的相位均衡算法DDPE去計算殘余的CPE值； (8) 對接收端頻域數據進行粗略和殘余CPE相位噪聲補償。2. 如權利要求1所述的一種適用于CO-OFDM系統(tǒng)的無迭代盲相位噪聲補償方法，其特 征在于：所述步驟（7)中，先將第（6)步驟中獲得的粗略CPE相位估計值用于進行粗CPE相 位噪聲補償其中，表示接收端第η個OFDM符號中的第k個子載波頻域數據進行粗CPE相位噪 聲補償之后的形式，Rnik是對應的發(fā)射端頻域數據，是第η個OFDM符號中的第k個子 載波的信道傳遞函數，Φ1ιη表示第（6)步驟中獲得的該OFDM符號的粗略CPE相位估計值， 再用如下方法計算殘余的CPE相位噪聲估計值，其中，Nf表示OFDM中子載波的個數，D(·)表示判決操作，arg(·)表示取復數的角度， Φ n表示殘余CPE估計值。3. 如權利要求1或2所述的一種適用于CO-OFDM系統(tǒng)的無迭代盲相位噪聲補償方法， 其特征在于：所述步驟（8)中，對接收端頻域數據進行粗略和殘余CPE相位噪聲補償，BP :其中，L表示接收端第η個OFDM符號中的第k個子載波頻域數據進行粗略和殘余CPE 相位噪聲補償之后的形式，Rnik是對應的發(fā)射端頻域數據，是第η個OFDM符號中的第k 個子載波的信道傳遞函數，Φ1ιη表示第（6)步驟中獲得的該OFDM符號的粗略CPE相位估計 值，Φ2ιη表示第（7)步驟中獲得的該OFDM符號的殘余CPE相位噪聲估計值。4. 如權利要求1或2所述的一種適用于CO-OFDM系統(tǒng)的無迭代盲相位噪聲補償方法， 其特征在于：所述步驟（2)中，將光纖信道頻域傳遞函數的解析形式經傅立葉變換到時域， 設計時域有限長單位沖激響應FIR濾波器來實現(xiàn)，該濾波器的階數隨色散累積值而增加。
【專利摘要】一種適用于CO-OFDM系統(tǒng)的無迭代盲相位噪聲補償方法，先通過近似代價函數進行無迭代運算計算每個OFDM符號的CPE粗略估計值，再用面向判決的相位均衡算法(DDPE)去計算殘余的CPE估計值，最后完成相位噪聲補償。在計算CPE粗略估計值時，該方法引入一種代價函數，它的形式包含某個OFDM符號頻域數據旋轉任意角度后的實部部分和虛部部分，該代價函數完美近似為一個余弦函數表達形式的新代價函數，求出新代價函數取得最小值時的旋轉角度值，即為該OFDM符號的CPE粗略估計值。本發(fā)明提供一種頻率利用率較高、復雜度較低、對硬件資源要求低、實用性強的適用于CO-OFDM系統(tǒng)的無迭代盲相位噪聲補償方法。
【IPC分類】H04L25/03, H04L27/26
【公開號】CN105187345
【申請?zhí)枴緾N201510611860
【發(fā)明人】任宏亮, 盧瑾, 薛林林, 覃亞麗
【申請人】浙江工業(yè)大學
【公開日】2015年12月23日
【申請日】2015年9月23日