見，發(fā)送 端通過分段快速卷積多載波濾波器組進(jìn)行多個(gè)子載波信號(hào)的合成與分析，將總帶寬Bw的信 道分解成若干互不重疊的寬帶子信道，不同子信道能夠獨(dú)立設(shè)置和調(diào)整各自的參數(shù)配置； 各子信道上的發(fā)送信息比特流進(jìn)行基帶數(shù)字信號(hào)處理（如：信道編碼、交織、調(diào)制等）得到 各子信道的基帶發(fā)送信號(hào)，可按不同的幀長(zhǎng)度進(jìn)行多載波合成，合成后不需添加循環(huán)前綴。 再經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換和發(fā)送射頻模塊產(chǎn)生各發(fā)射天線上的多載波發(fā)送射頻信號(hào)，并由多個(gè)發(fā)射 天線發(fā)射。
[0047] 其中，不同子信道占用頻段互不重疊（允許輕微重疊），各子信道的數(shù)據(jù)傳輸不需 同步。不同子信道的載波頻率、帶寬、子帶濾波器、編解碼與調(diào)制解調(diào)方式、幀長(zhǎng)度等參數(shù)的 設(shè)定取決于該子信道的信道特點(diǎn)和業(yè)務(wù)需求。載波頻率通過小FFT單元在大FFT單元上的 位置滑動(dòng)來調(diào)節(jié)。帶寬通過小FFT單元的FFT點(diǎn)數(shù)和帶寬擴(kuò)展單元來調(diào)節(jié)。子帶濾波器在 頻域?qū)崿F(xiàn)。編解碼可采用利用分塊傳輸特點(diǎn)的檢測(cè)譯碼方法、軟信息保留的迭代檢測(cè)譯碼 方法、以及利用多天線信道存在空間相關(guān)性的檢測(cè)譯碼方法等。幀長(zhǎng)度與該子信道小FFT 單元的尺寸適配。
[0048] 接收端如圖2所示，包括接收天線、接收射頻模塊、A/D模塊、多載波分析模塊和子 帶基帶接收模塊。各接收天線接收的多載波信號(hào)經(jīng)過接收射頻模塊和A/D模塊，產(chǎn)生多載 波數(shù)字基帶接收信號(hào)；然后經(jīng)過多載波分析模塊進(jìn)行分解（同時(shí)進(jìn)行均衡），生成各子帶多 天線數(shù)字基帶接收信號(hào)；最后分別經(jīng)過相應(yīng)的子帶基帶接收模塊（如：解調(diào)、解交織、信道 解碼等）進(jìn)行數(shù)字基帶信號(hào)處理，得到S個(gè)并行的接收數(shù)據(jù)流。若采用自適應(yīng)鏈路技術(shù)，接 收端還應(yīng)反饋有關(guān)信息至發(fā)送端。
[0049] 子帶劃分與參數(shù)設(shè)置實(shí)例：BW= 512MHz，某子帶的3dB帶寬為4MHz，則對(duì)應(yīng)的抽取 /插值倍數(shù)隊(duì)=512/4 = 128。為了保證接收機(jī)在此帶寬的多徑信道下的性能，建議多載 波合成與分析模塊中的大FFT單元中FFT尺寸Μ= 2048,相應(yīng)N=M/2 = 1024。該子帶在 不進(jìn)行帶寬擴(kuò)展時(shí)（帶寬擴(kuò)展以頻譜效率減小為代價(jià)換取誤碼性能提高），對(duì)應(yīng)的小FFT尺 寸Mb=M/^= 16。該子帶的基帶發(fā)送信號(hào)和基帶接收信號(hào)的分段大小為Nb=N/^=8。 子帶濾波器采用滾降系數(shù)〇. 2的均方根升余弦濾波器。該子帶的載波中心頻率如需調(diào)整， 可以將小FFT在大FFT上滑動(dòng)，最小滑動(dòng)距離對(duì)應(yīng)的Δf=Bw/M= 0. 25MHz。注意不同子 帶應(yīng)通過合適的帶寬分配和中心頻率調(diào)整，使得占用頻段互不重疊或輕微重疊。
[0050] 發(fā)送端的多載波合成模塊由基于分段快速卷積的多載波合成濾波器組完成，如圖 3所示?；诜侄慰焖倬矸e的多載波合成濾波器組包括重疊分塊單元、小FFT單元、帶寬擴(kuò) 展和頻域?yàn)V波單元、大IFFT單元和分塊保留單元；子帶多天線數(shù)字基帶發(fā)送信號(hào)通過重疊 分塊單元、小FFT單元、帶寬擴(kuò)展和頻域?yàn)V波單元后，在DFT域進(jìn)行拼接，再通過大IFFT單 元和分塊保留單元，形成多載波數(shù)字基帶發(fā)送信號(hào)。多載波合成過程可以看作S股并行的 數(shù)據(jù)流ss(m)通過一組并行的插值濾波器hs (η)后輸出的疊加。為保證在無失真信道環(huán)境 下各子帶無符號(hào)間干擾，通常采用均方根升余弦濾波器。為簡(jiǎn)便計(jì)，設(shè)hs (η)為關(guān)于原點(diǎn)對(duì) 稱的有限長(zhǎng)實(shí)序列，長(zhǎng)度為L(zhǎng)= 2Ι^Ν"+1，Ν"是第s個(gè)子帶的插值倍數(shù)。則多載波數(shù)字復(fù)基 帶信號(hào)可以表示為：
[0051]
(1)
[0052] 其中，設(shè)hs(n)為關(guān)于原點(diǎn)對(duì)稱的有限長(zhǎng)實(shí)序列，長(zhǎng)度為L(zhǎng)= 2L此+1，LA整數(shù)， N"為第s個(gè)子帶的插值倍數(shù)，s為數(shù)據(jù)流的編號(hào)，m，η的取值范圍都是（-m，+m)且依賴 于發(fā)送信號(hào)長(zhǎng)度。
[0053] (1)式中的線性卷積可以通過循環(huán)卷積利用快速傅里葉變換（FFT)快速計(jì)算。實(shí) 際傳輸中，ss(m)的長(zhǎng)度很大，宜分段進(jìn)行處理。目前有重疊保留和重疊加兩種算法實(shí)現(xiàn)分 段快速卷積。其中重疊保留具有較高的數(shù)值穩(wěn)定性。
[0054] 下面以第s個(gè)子帶為例，給出多載波合成過程。
[0055] 經(jīng)過多載波合成模塊進(jìn)行多載波合成的步驟包括如下的子步驟：
[0056] 步驟201 :設(shè)Nbs=N/N"為整數(shù)，對(duì)插值濾波器的輸入信號(hào)ss(m)進(jìn)行長(zhǎng)度為Nbs的 不重疊分塊，得到不重疊信號(hào)塊sk，>)，再由skI?，sk，>)，sk+1，>)取中間Mbs個(gè)值生成 重疊信號(hào)塊其中，N為2的冪，且1024，Mbs= 2Nbs;
[0057] 步驟202 :將U")進(jìn)行Mbs點(diǎn)FFT變換；
[0058] 步驟203 :將步驟202中的變換結(jié)果復(fù)制ps次并首尾拼接，然后與插值濾波器 hs(n)在頻域內(nèi)的響應(yīng)扎⑵的非零值相乘；其中，ρΛ[1，Ν"]區(qū)間內(nèi)的整數(shù)，通常取1即 可；
[0059] 步驟204 :將各子帶在步驟203中得到的結(jié)果對(duì)應(yīng)到各子帶頻段在DFT域內(nèi)對(duì)應(yīng) 的位置，進(jìn)行Μ點(diǎn)IFFT變換得到乃⑷；其中，M= 2N;
[0060] 步驟205 :??；中間的Ν個(gè)符號(hào)，完成重疊保留操作，得到輸出信號(hào)y(n)的分塊 信號(hào)yk(n)，并將y(n)輸出至D/A。
[0061] 以上步驟完成了子帶基帶發(fā)送信號(hào)經(jīng)過插值濾波器并調(diào)制到對(duì)應(yīng)基帶頻段的過 程。矢量描述如下：
[0062]
(2)
[0063] (2)中，sk，s= [sk，s(0)sk，s(l) …sk，s(Nbs_l)]T，
WM是歸一化的Μ點(diǎn)DFT變換矩陣，評(píng)M是歸一化的Μ點(diǎn) 瑪r DFT變換矩陣，E，（lv, X1 ?是Kronecker積，Q=^M/NrsBmsAs ,B"s是Ω』勺 3dB 帶寬，八3是對(duì)角陣，主對(duì)角線元素是hs(n)的頻域響應(yīng)系數(shù)，Q= [0NXU2IN 0NXU2]。
[0064] 接收端的多載波分解由同樣但不限于用基于分段快速卷積的多載波分析濾波器 組完成，如圖4所示?；诜侄慰焖倬矸e的多載波分析濾波器組包括重疊分塊單元、大FFT 單元、頻域均衡和濾波單元、小IFFT單元和分塊保留單元；多載波數(shù)字基帶接收信號(hào)通過 重疊分塊單元、大FFT單元，然后根據(jù)各子帶在DFT域內(nèi)的對(duì)應(yīng)的并行信號(hào)依次通過該子帶 的頻域均衡和濾波單元、小IFFT單元、分塊保留單元，形成子帶多天線數(shù)字基帶接收信號(hào)。 多載波分析系統(tǒng)可采用重疊保留法實(shí)現(xiàn)。
[0065] 下面以第s個(gè)子帶為例，給出多載波分析過程。
[0066] 經(jīng)過多載波分析模塊進(jìn)行分解的步驟包括如下的子步驟：
[0067] 步驟206 :將多載波數(shù)字基帶接收信號(hào)|知)以長(zhǎng)度N不重疊分塊，再生成長(zhǎng)度為Μ 的重疊信號(hào)塊；其中，Ν為2的冪，且Ν彡1024,Μ= 2Ν;
[0068] 步驟207 :將重疊信號(hào)塊進(jìn)行Μ點(diǎn)FFT變換；
[0069] 步驟208 :將子帶在DFT域上對(duì)應(yīng)位置的數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡和子帶濾波運(yùn)算；
[0070]步驟209 :進(jìn)行Mbs點(diǎn)IFFT變換，Mbs= 2Nbs，Nbs=N/Nrs，Nrs為第S個(gè)子帶的插值 倍數(shù)；
[0071] 步驟210 :保留分塊中間的Nbs個(gè)數(shù)據(jù)并輸出至子帶基帶接收模塊。
[0072] 其中，步驟208中的頻域均衡方法為：先由接收信號(hào)中的導(dǎo)頻估計(jì)出頻域信道信 息，再根據(jù)頻域信道信息計(jì)算出頻域均衡矩陣，使得從一段接收信號(hào)的中間段數(shù)據(jù)與其對(duì) 應(yīng)的發(fā)送信號(hào)之間的均方誤差最小。每個(gè)子帶僅需從其在DFT域內(nèi)對(duì)應(yīng)位置取一部分均衡 系數(shù)即可。在大FFT尺寸較大時(shí)，均衡器近似單點(diǎn)頻域均衡，故均衡系數(shù)可與子帶濾波器系 數(shù)直接合并。
[0073] 以上步驟的矢量描述如下：
[0074]
(3、
[0075] (3)中，P - [0mx(NL/2) Im0MX (N L/2)] ? Qii ~ [^,V0sxZ.. -?
[0076] 廣帶異步可調(diào)多載波無線傳輸方法的重要技術(shù)特點(diǎn)是在不使用CP的情況下仍能 有效地對(duì)抗多徑衰落，且接收機(jī)復(fù)雜度與0FDM系統(tǒng)相比無明顯增加。步驟208中的頻域均 衡正是在此要求上推導(dǎo)的、最小均方誤差（MMSE)意義上的低復(fù)雜度均衡器。此均衡方法具 有普適性，不限于多載波系統(tǒng)。
[0077] 設(shè)碼流x(n)經(jīng)過疊加了高斯白噪聲的多徑信道h(n)后為y(n)，信噪比為1/〇2。 頻域均衡器從y(η)中恢復(fù)出使得E(IKM一)最小。對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行長(zhǎng)度為N的 不重疊分塊yk(n)。由輸入信號(hào)的分塊信號(hào)生成長(zhǎng)度為M=N+L的重疊信號(hào)塊zk(n)。L的 選取應(yīng)為偶數(shù)，且與信道h(n)的抽頭數(shù)（Lh+1)應(yīng)滿足L彡2Lh。將&(11)輸入均衡器，得到 輸出信號(hào)4(?)。保留￡?的不重疊部分得到毛⑻。將首尾拼接可以得到上述 過程用矢量化的語言描述如下：
[0078]
(4；
[0079] (4)中Ψ是頻域均衡器系數(shù)矩陣。其麗SE解為：
[0080]
(5)
[0081 ] (5)中C故是至和至的互協(xié)方差陣，玉=￡)FT(\ )J= ).,H= ，Η是 多徑信道矩陣。假設(shè)?~C#(0，[)，并將（5)代入（4)并進(jìn)一步推演可得到：
[0082]
(6)
[00