一種tds-ofdm通信系統(tǒng)isi與相位噪聲聯(lián)合抑制方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[00011本發(fā)明屬于通信技術(shù)，具體涉及TDS-OFDM通信系統(tǒng)中I SI與相位噪聲的抑制方法。
【背景技術(shù)】
[0002]時(shí)域同步正交頻分復(fù)用（T D S - 0 F D M)是我國地面數(shù)字電視廣播傳輸(D T M B)標(biāo)準(zhǔn) (GB20600-2006)所采用的一種寬帶無線傳輸技術(shù)。不同于基于CP(cyclic prefix)的CP-(FDM系統(tǒng)和基于ZP(zero padding)的ZP-OFDM系統(tǒng)，TDS-CFDM系統(tǒng)沒有在頻域的子載波中 插入導(dǎo)頻符號(hào)，而是在時(shí)域的OFDM符號(hào)之間插入了PN序列作為保護(hù)間隔，因此TDS-OFDM系 統(tǒng)僅能基于PN序列做同步和信道估計(jì)。DTMB標(biāo)準(zhǔn)一共定義了三種幀頭模式：幀頭模式一 (PN420)、幀頭模式二(PN595)、幀頭模式三(PN945)，其中PN420與PN945兩種模式采用TDS-OFDM多載波調(diào)制，其幀頭結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括前同步，長度為L pre;后同步，長度為Lpcist;由s 序列映射得到的PNiJl^ (PNlc表示本地產(chǎn)生的PN序列），長度為Ls，如PN420模式中，PN1J^ 列具體為PN255序列，由8階M序列映射得到。由于TDS-OFDM系統(tǒng)使用PN作為保護(hù)間隔，使得 TDS-OFDM信號(hào)在多徑條件下不能有效對(duì)抗ISI (符號(hào)間干擾)的干擾。
[0003] 在無線通信系統(tǒng)的上下變頻過程中，都要將輸入信號(hào)與頻率合成器的輸出進(jìn)行混 頻。對(duì)于實(shí)際接收機(jī)，本振的非線性作用會(huì)產(chǎn)生諧波和互調(diào)產(chǎn)物，頻率合成器的VCO電路中 存在噪聲，這些非理想因素會(huì)產(chǎn)生相位噪聲，使信號(hào)發(fā)生畸變。工程上多用單邊帶噪聲載頻 功率比表示相位噪聲，單位是dBc/Hz，含義是每Hz噪聲與載波相對(duì)功率大小。目前常用維納 過程建模表征自由振蕩器的相位噪聲，用高斯色噪聲建模表征鎖相環(huán)(PLL)的相位噪聲，其 仿真相噪PSD曲線如圖2、3所示。
[0004] OFDM調(diào)制方式對(duì)于相位噪聲比較敏感。相位噪聲在時(shí)域是乘性噪聲，相位噪聲的 時(shí)變性破壞了 OFDM各子載波之間的正交性，對(duì)OFDM系統(tǒng)解調(diào)帶來了兩方面的影響：相噪在 一個(gè)OFDM符號(hào)周期內(nèi)的均值對(duì)整個(gè)信號(hào)星座的旋轉(zhuǎn)(CPE);相噪高頻成分引入的子載波間 干擾（ICI)，表現(xiàn)為信號(hào)星座點(diǎn)的云狀發(fā)散，如圖4所示。而在TDS-OFDM系統(tǒng)中，在多徑信道 的條件下，不僅存在相位噪聲帶來的負(fù)面影響，還有由多徑效應(yīng)引起的ISI。因而需要有高 效的相位噪聲估計(jì)方法，和準(zhǔn)確的ISI補(bǔ)償方法，以消除相位噪聲和ISI的影響，使得信號(hào)能 夠有效解調(diào)。
[0005] TDS-OFDM系統(tǒng)傳統(tǒng)的I SI消除方法是基于兩個(gè)OFDM符號(hào)進(jìn)行的，即是根據(jù)估計(jì)的 信道沖擊響應(yīng)在后一個(gè)OFDM符號(hào)的PN序列部分提取前一個(gè)符號(hào)的數(shù)據(jù)段拖尾，而后將拖尾 部分直接補(bǔ)償給前一個(gè)OFDM符號(hào)。這種補(bǔ)償方式有效的利用了抑制的接收數(shù)據(jù)，高效快捷 的對(duì)ISI進(jìn)行了估計(jì)和補(bǔ)償。但是在相位噪聲干擾較明顯的條件下，傳統(tǒng)的補(bǔ)償方法補(bǔ)償回 的ISI部分帶有后一個(gè)OFDM符號(hào)相位噪聲的干擾量，且該干擾無法進(jìn)行估計(jì)和消除，這種干 擾造成的解調(diào)結(jié)果惡化在信道延遲較大和CPE變化較大的情況下尤為明顯。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006] 本發(fā)明的發(fā)明目的在于:針對(duì)上述存在的問題，提供一種TDS-OFDM通信系統(tǒng)ISI與 相位噪聲聯(lián)合抑制方法，以降低現(xiàn)有ISI補(bǔ)償方法所存在的相位噪聲的干擾。
[0007]本發(fā)明的TDS-OFDM通信系統(tǒng)I SI與相位噪聲聯(lián)合抑制方法，包括下列步驟：
[0008]信道估計(jì)步驟:基于接收信號(hào)的PN序列，獲取信道沖擊響應(yīng)。
[0009] TDS-OFDM系統(tǒng)使用PN序列作為保護(hù)間隔，因此可以利用PN序列的特性進(jìn)行信道估 計(jì)。本發(fā)明中使用的是頻域估計(jì)的方法，利用發(fā)射信號(hào)的幀頭的PN1。和后同步部分，與接收 序列的相應(yīng)部分進(jìn)行頻域估計(jì)。具體為：
[0010]首先，在經(jīng)過同步之后的接收數(shù)據(jù)!^(其中m對(duì)應(yīng)第m個(gè)OFDM符號(hào)，η表示!^,!!的數(shù) 據(jù)長度）中截取PN序列部分（用PNre表示接收數(shù)據(jù)所對(duì)應(yīng)的PN序列），在PNre中截取η = Lpre到 n = LF『l的數(shù)據(jù)序列，得到Ls+LP〇st長度的向量，而后作L s+LP〇st點(diǎn)的DFT運(yùn)算得到iC，基于 根據(jù)公式⑴計(jì)算信道頻域響應(yīng)估計(jì)值(CFR估計(jì)值)錢S :
[0012]其中，k = Lpre，"_，LFH-l，?表示該段PNre序列相位噪聲的均值，表示信道頻 響，Wm,k表示白噪聲的頻響，Cm, i、Cm,k表示本地PN序列(ΡΝι。)的DFT變換。所以，信道頻域響應(yīng) 估計(jì)值(CFR估計(jì)值為：
[0014] 其中是PHN(相位噪聲）引入的ICI部分，在Ls+Lpcist的值較小的情況下可以忽略
而后通過對(duì)^!作IDFT變換得到，即可得到估計(jì)的信道沖 擊響應(yīng)
[0015] 相位噪聲估計(jì):基于信道頻域響應(yīng)估計(jì)值對(duì)同步后的接收信號(hào)進(jìn)行相位噪聲初步 估計(jì)，獲取第一相位噪聲估計(jì)值，包括CPE估計(jì)值和ICI向量P。
[0016]以ICIR算法為例，描述相位噪聲估計(jì)的具體處理過程:在DTMB標(biāo)準(zhǔn)中，發(fā)射端的頻 域數(shù)據(jù)中有TPS符號(hào)(傳輸參數(shù)符號(hào)），可以利用該符號(hào)作為已知導(dǎo)頻對(duì)相位噪聲使用ICIR 方法進(jìn)行初步估計(jì)和初步消除，方法如下：
[0017] 令CFR的估計(jì)值_

[0018] 根據(jù)TPS符號(hào)進(jìn)行粗CPE估計(jì)和補(bǔ)償:從接收頻域信號(hào)的TPS符號(hào)位置上提取數(shù) 據(jù)作為接收TPS導(dǎo)頻向量Rf'，基于本地TPS符號(hào)向量C,f s，根據(jù)公式 到本地TPS導(dǎo)頻向量D=，其中付"α_ =。
[0019] 基于
和TPS符號(hào)個(gè)數(shù)NTPS、可得到粗CPE估計(jì)值
[0021 ] 其中，ReU表示求取實(shí)部，ImU表示求取虛部。
[0022]經(jīng)過粗CPE補(bǔ)償?shù)腡PS接收符號(hào)向量為，其中e表示自然底數(shù)，j 表示虛數(shù)單位。
[0023]根據(jù)相位噪聲頻域線性參數(shù)模型，精CPE糾正后的TPS符號(hào)矢量就只含有相位噪聲 高階頻譜信息，即ICI矢量P，P是一個(gè)共輒對(duì)稱的向量，且
[0025]其中，表示pu的共輒復(fù)數(shù)，u為ICI階數(shù)，Xi和yi(i =u，u-l，…，0)為ICI矢量的實(shí) 部和虛部。
[0026]因?yàn)榇諧PE糾正后的精CPE是一個(gè)小量，可以采用一階線性近似，得到：
[0030] 其中c和a為NPX(2u+l)的矩陣，參數(shù)NP+2u = Ntps，r和S為經(jīng)過粗CPE補(bǔ)償后i^fs-t 的實(shí)部和虛部。基于
可解得ICI向量P和精CPE估計(jì)值
[0031 ] 由0cpec與0cpef之和可以得到CPE估計(jì)值0 cpe。
[0032]相位噪聲補(bǔ)償步驟:對(duì)接收信號(hào)的數(shù)據(jù)部分進(jìn)行相位噪聲初步消除處理，得到第 一去噪時(shí)域信號(hào)^^第一去噪頻域信號(hào)式^^~第一輸出信號(hào)及=1。
[0033]從接收數(shù)據(jù)rm, η中提取η = Lfh…Lfh+Lfb-1的數(shù)據(jù)部分，其中Lfb表不扣除PN序列部分 后數(shù)據(jù)部分的長度，進(jìn)行DFT變換后，將其作為接收頻域數(shù)據(jù)向量i?,f。
[0034]對(duì)進(jìn)行CPE補(bǔ)償，即令
，而后與矢量P作卷積，消除相 位噪聲的影響，得到第一去噪頻域信號(hào)根據(jù)見』.對(duì)進(jìn)行均衡處理，得到第一 輸出信號(hào)其中矢量戶為：
[0036] 對(duì)第一去噪頻域信號(hào)進(jìn)行IDFT變換得到第一去噪時(shí)域信號(hào)。
[0037] 循環(huán)消除ISI步驟:利用iif1和已知的本地PN序列進(jìn)行循環(huán)的ISI消除。
[0038] 用Sm, JPpm, "分別表示第m個(gè)OFDM符號(hào)的數(shù)據(jù)部分和PN序列部分。
[0039]則接收信號(hào)為
[0044] M、N和L分別表示本地PN序列長度、數(shù)據(jù)部分長度和信道時(shí)延，wm,n是高斯白噪聲。 [0045]上述本發(fā)明中關(guān)于信道估計(jì)步驟、相位噪聲估計(jì)步驟和相位噪聲補(bǔ)償(抑制)步驟 并不是對(duì)本發(fā)明的具體限定，只是列舉了一種現(xiàn)有的實(shí)現(xiàn)方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以采用 任意管用技術(shù)實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的信道估計(jì)步驟、相位噪聲估計(jì)步驟和相位噪聲補(bǔ)償步驟。
[0046] 在現(xiàn)有抑制方法中，直接使用式(8)中M+N<n<M+N+L-l的部分，對(duì)ISI進(jìn)行估計(jì)， 則如上式所示，會(huì)引入該部分的相噪，對(duì)已經(jīng)消除相噪影響的數(shù)據(jù)引入新的干擾。本發(fā)明為 了避免上述缺陷，使用循環(huán)ISI消除方法如下：
[0047] (1)將Ef1進(jìn)行硬判決得到頻域符號(hào)估計(jì)f m。
[0048] (2)對(duì)f以乍IDFT變換，得到s' m, n。
[0049] (3)得到的時(shí)域估計(jì)和PN序列分別與估計(jì)信道作卷積得到
[0052]其中X7m, η對(duì)應(yīng)數(shù)據(jù)部分的拖尾，y'm, η對(duì)應(yīng)PN部分的拖尾。
[0053] (4)基于計(jì)算中間變量C :
[0055] (5)對(duì)中間變量己,作DFT變換到頻域，再根據(jù)作信道均衡，得到疋?，并令
進(jìn)行更新處理;基于更新后的Cil繼續(xù)執(zhí)行步驟（1)~(5)。即將上述 步驟1~5循環(huán)4~5次，基于當(dāng)前i?；f.迭代更新數(shù)據(jù)部分的拖尾，以達(dá)到最佳的消除ISI結(jié) 果。
[0056] 二次抑制步驟：
[0057]在第一次進(jìn)行相位噪聲估計(jì)的過程中，使用的 即假設(shè)數(shù)據(jù)與信道 作線性卷積之后沒有受到ISI的影響。但是，由式(8)可以看出在多徑信道的影響下，接收時(shí) 域信號(hào)受到了 ISI的干擾，在經(jīng)過DFT變換到頻域上之后，頻域符號(hào)也必然受到ISI的影響。 而Sfs是從接收的頻域信號(hào)RJ^TPS符號(hào)所在的位置上提取的，這令相噪估計(jì)表達(dá)式的等號(hào) 兩端不平衡，因此需要調(diào)整 引入ISI的影響。在考慮多徑信道的影響下，則
需要對(duì)相位噪聲進(jìn)行第二次估計(jì)。具體步驟如下：
[0058] 對(duì)循環(huán)消除ISI步驟后最終輸出