專利名稱：預處理垂直記錄中低頻的方法和裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)中垂直記錄領域。更具體地，但非限制性地，本發(fā)明涉及用于預處理垂直記錄回讀信號的方法和裝置，以便改進誤碼率(BER)性能，BER受到垂直記錄回讀信號中的低頻噪聲源不利影響。
背景技術：
用于記錄數(shù)據(jù)的記錄介質(zhì)包括例如磁盤、光盤、磁光盤和磁帶。當數(shù)據(jù)是以數(shù)字方式在記錄介質(zhì)上記錄或者從記錄介質(zhì)回讀時，最好以高密度記錄數(shù)據(jù)。因為在對數(shù)據(jù)存儲容量的需求方面巨大的增長，所以對通用記錄系統(tǒng)的研究已經(jīng)導致許多潛在的方法和結構的研究，用于增加存儲介質(zhì)的容量。對于磁記錄也是如此，例如在磁盤驅(qū)動器數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)方面，正在探索可導致更高面密度的結構。
在磁記錄領域中新近結構之一是垂直記錄，被認為具有比現(xiàn)有的縱向記錄結構具有更多的潛力。在縱向記錄中，在磁盤上的磁介質(zhì)是平行于盤表面被磁化的。然而，在垂直記錄中，介質(zhì)是垂直于盤表面被磁化的。
在達到更高面密度的潛力之外，垂直記錄的特殊性質(zhì)也帶來它自己的困難。主要困難之一涉及垂直回讀信號的低頻分量。在回讀信號中相當大數(shù)量的數(shù)據(jù)在低頻。換言之，在回讀信號的低頻部分有相當大數(shù)量的關于被寫位的信息。不過，相當大數(shù)量的主導噪聲源也位于低頻。而且，由于垂直回讀信號的直流(DC)分量在系統(tǒng)中引起有害的DC-耦合，所以一般必須去除信號中的DC含量。假使相當大數(shù)量的主導噪聲源位于低頻，并且一般最好消除信號的DC含量，那么似乎同時去除信號的低頻分量也是有益的。然而，在濾出信號的低頻分量的同時，相當大數(shù)量有關數(shù)據(jù)的信息也丟失了。因而，在除去DC含量和低頻噪聲分量的主導部分與失去有關可能用于提高系統(tǒng)性能的數(shù)據(jù)的某些信息之間存在著利弊權衡問題。
處理這個問題的一個理想方法是使用有關垂直信道、數(shù)據(jù)和噪聲的所有種類的信息，以從回讀信號取回數(shù)據(jù)。不過，在系統(tǒng)中的主導噪聲源不是高斯(Gaussian)噪聲，并且它們是數(shù)據(jù)相關的。例如，基線漂移(Base-Line Wander)(BLW)和介質(zhì)噪聲取決于在磁道上的數(shù)據(jù)，而鄰近磁道干擾取決于相鄰磁道處的數(shù)據(jù)。由于噪聲的數(shù)據(jù)依賴性和其功率譜的非高斯形狀，很難提出有效處理噪聲的信號處理算法。即使能做得到，但此類型的算法通常是電子學的檢測塊的責任，它在檢測塊的設計方面產(chǎn)生困難，有可能導致非常復雜的算法和設計。
以前，已經(jīng)探索了將垂直信號變換成縱向信號的想法。首先，在縱向結構中通常不存在DC耦合問題或關于回讀信號的低頻分量的問題。其次，將垂直信道變換成縱向信道以去除DC耦合，還使得使用現(xiàn)有的縱向信道設計成為可能。第三，在低頻處的噪聲也將被變換，有可能允許現(xiàn)有的縱向信道設計來處理新的縱向樣信道。
將垂直信號變換成縱向信號的這個想法不考慮系統(tǒng)中的任何噪聲分析，并且只期望現(xiàn)有縱向信道設計來處理系統(tǒng)中新的經(jīng)變換的噪聲影響。不過，在將垂直變換成縱向的同時，系統(tǒng)中的某些噪聲被放大，和/或有關數(shù)據(jù)的信息的某些有價值部分被丟失。由于這個原因，將垂直信號變換成縱向樣信號并且應用現(xiàn)有的縱向結構，有可能導致比不變換信號將導致的更差的誤碼率(BEF)性能。
因此，一個算法，既比將垂直變換成縱向的想法的這些不同實現(xiàn)執(zhí)行得更好，又改進整個系統(tǒng)性能，將是本領域中重大的進步。
發(fā)明概述本發(fā)明的實施例涉及用于預處理垂直回讀信號的方法和裝置，以便通過除去低頻噪聲同時保留低頻信號含量來改進BER，所述低頻信號含量包含有用于確定從存儲介質(zhì)讀出位的值的信息。
本發(fā)明通過提供用于預處理數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)中垂直回讀信號的低頻分量以便減少低頻噪聲的方法和裝置，來解決前述問題。首先，將主導已知干擾引入到系統(tǒng)中。為此，可以選擇主導高通極點。這個高通極屏蔽其它低頻噪聲源的影響，使系統(tǒng)留下一個主導低頻噪聲分量的系統(tǒng)，該主導低頻噪聲分量是人工引入系統(tǒng)中的并且完全是已知的。有了這個高通極，可以認為系統(tǒng)只具有由這個極所產(chǎn)生的BLW影響。然后，將人工引入的主導干擾從系統(tǒng)中除去。
在一個實施例中，本發(fā)明的方法包括引入對垂直回讀信號的主導已知干擾，它屏蔽其它低頻噪聲源的影響并且給回讀信號留下具有一個主導低頻噪聲分量。然后，所述方法還包括從回讀信號除去主導已知干擾，以恢復回讀信號的低頻部分，以便確定從存儲介質(zhì)讀出位的值。
在閱讀下列詳細描述和審閱關聯(lián)的附圖后，本發(fā)明的實施例的這些和各種其它特征以及優(yōu)點，將是顯而易見的。


圖1是按照本發(fā)明實施例的盤驅(qū)動器的平面圖。
圖2-1是例示在本發(fā)明的方法中使用的概念的曲線。
圖2-2是流程圖，例示本發(fā)明的方法。
圖3所示方框圖例示了一種信號處理系統(tǒng)的實現(xiàn)，在其中實現(xiàn)了本發(fā)明的方法。
圖4所示方框圖更詳細地例示了在圖3中所示的基線漂移(BLW)塊，在其中可以實現(xiàn)本發(fā)明的方法。
圖5所示方框圖例示了在圖3中所示包括本發(fā)明的方法的系統(tǒng)的混合模擬/數(shù)字實現(xiàn)。
圖6所示方框圖例示了在圖3中所示包括本發(fā)明的方法的系統(tǒng)的數(shù)字實現(xiàn)。
圖7所示表例示本發(fā)明概念。
圖8所示方框圖例示了可以用于本發(fā)明實施例中目標響應濾波器和FIR濾波器的結構。
圖9所示方框圖例示了在圖8中所示的電路系統(tǒng)的混合模擬/數(shù)字實現(xiàn)。
圖10所示方框圖例示了在圖9中所示的電路系統(tǒng)，但具有在數(shù)字域中實現(xiàn)的高通濾波器。
圖11所示方框圖例示了在圖10中所示的電路系統(tǒng)的簡化版本。
圖12所示的表闡述在討論本發(fā)明時有用的概念。
圖13所示方框圖例示了按照本發(fā)明的錯誤傳播消去結構的實施例。
圖14所示方框圖例示了按照本發(fā)明的錯誤傳播消去結構的另一個實施例。
圖15和16所示的表例示本發(fā)明的概念的表。
圖17-1，17-2和17-3所示方框圖例示按照本發(fā)明的某些實施例的錯誤檢測和消去的方法的實施例。
詳細說明圖1是盤驅(qū)動器100的平面圖，它包括帶有基座102和頂蓋104的機殼(為了清楚起見，頂蓋104的部分被除去了)。盤驅(qū)動器100還包括盤組106，它安裝在主軸電動機108(未示出)上。盤組106包括多個單獨的盤107，它們被安裝成圍繞中心軸108共同旋轉(zhuǎn)。每個盤107具有相關聯(lián)的產(chǎn)品機頭(producthead)112，它攜帶用于與盤表面109通信的一個或多個讀和寫傳感器(讀和寫機頭)。每個產(chǎn)品機頭112是由懸架118支持的，而懸架118附著于執(zhí)行元件組件(actuator assembly)122的軌道訪問臂(track accessing arm)120。由伺服控制電路系統(tǒng)控制的音圈電機124使執(zhí)行元件組件122圍繞軸126旋轉(zhuǎn)，以沿盤內(nèi)徑132和盤外徑134之間的拱形路徑130移動機頭112。
在圖1中還示出電路系統(tǒng)128，它圖示地代表關聯(lián)于信道結構的電路系統(tǒng)，用于處理要寫入盤或介質(zhì)表面或者從盤或介質(zhì)表面讀出的信號。電路系統(tǒng)128所處的位置不必如圖1中所示，相反，提供在圖1中所示的電路系統(tǒng)128的位置僅為用于討論目的的例子。再者，盤驅(qū)動器100僅僅是想要代表任何各種各樣的數(shù)據(jù)存儲設備，在其中可以實現(xiàn)本發(fā)明的方法和裝置。例如，在一個實施例中，盤驅(qū)動器100是使用垂直記錄技術和組件的盤驅(qū)動器。不過，在另外的實施例中，盤驅(qū)動器100可以是其它類型磁盤驅(qū)動器，或者可以是其它類型的盤驅(qū)動器諸如光盤驅(qū)動器、磁光盤驅(qū)動器等。在此所揭示的方法和裝置也可以在其它數(shù)據(jù)存儲設備中使用，例如在磁帶存儲設備中使用。
如在背景部分所述，在諸如由垂直記錄實施例中的產(chǎn)品機頭112提供給電路系統(tǒng)128的垂直回讀信號中的主導噪聲源位于低頻處，連同包含在回讀信號中的信息的相當大的部分一起。為了最小化或減少這些主導噪聲源對系統(tǒng)性能的影響(例如，以改進BER)，揭示了將主導已知干擾引入系統(tǒng)中或回讀信號中的方法和裝置。例如，為此目的，可以將一主導高通極添加到系統(tǒng)。這個高通極的目標是屏蔽其它低頻噪聲源的影響，給系統(tǒng)留下具有一個主導低頻噪聲分量，它是人工引入系統(tǒng)中的并且是完全已知的。有了這個高通極，可以把系統(tǒng)視為只具有由這個極產(chǎn)生的基線漂移(BLW)影響。然后，將人工引入的主導干擾從系統(tǒng)除去(即從回讀信號中除去)。
在所建議的算法背后的想法也可在圖2-1的曲線中直觀地看到。在此曲線中，垂直數(shù)據(jù)是由曲線202代表的，而低頻噪聲由204表示。在圖2-1中，高通濾波器H(s)的截止頻率是相對于典型預放大器截止頻率FPA示出的。當?shù)皖l噪聲204的大部分被高通濾波器H(s)濾出時，系統(tǒng)主導低頻影響來自H(s)的高通極。由于人們能夠恢復H(s)的高通極點影響，所以能相對自由地從低頻噪聲影響的主導部分獲得數(shù)據(jù)。
集中在上面提出的總體思想，第一步驟215(在圖2-2的流程圖210中示出)是在系統(tǒng)中插入主導高通極。有利的是，高通濾波器具有非常簡單的結構，且在其截止頻率具有非常劇烈的躍遷。而且，濾波器應該一般不放大回讀信號的頻率含量的任何部分。為了這些原因，在一個示例性實施例中，高通濾波器是一個在方程1中所示形式的無限脈沖響應(IIR)濾波器H(z)=1-m1-(1-m)z-1]]>方程1其中H(z)是濾波器的z-域表示。通過適當?shù)剡x擇其參數(shù)m，可在系統(tǒng)中引入主導高通極。因為H(z)是高通濾波器，它去除回讀信號的低頻部分，包括DC含量在內(nèi)。因而，它解決了DC-耦合問題。不過，這個濾波器還去除在低頻處的數(shù)據(jù)分量，這是必須要恢復的。注意在方程1中所示的TTR高通濾波器形式只是一個可在本發(fā)明的方法和裝置中使用的產(chǎn)品機頭濾波器的例子而已，這是很重要的。
第二步驟220是補償人工引入的主導BLW的影響，主導BLW是H(z)的高通極的結果。H(z)的模型(第一階IIR)和高通極的位置(濾波器的高通極是由它的參數(shù)m唯一地確定的)是已知的。補償H(z)影響的濾波器L(z)將是低通濾波器，并且應該是第一階IIR以具有與H(z)相同的性能。因而，在H(z)是方程1中所示的形式的實施例中，L(z)可以是方程2中所示的形式L(z)=1-k1-(1-k)z-1]]>方程2其中它的參數(shù)k取決于方程1中的m。
不但濾波器模型本身是匹配的，而且H(z)和L(z)的輸入也是匹配的。H(z)的輸入是輸入位與信道脈沖響應的卷積。為了給L(z)相似的輸入，要獲得來自檢測器的判定，因為它們是恢復的輸入位。然后將那些判定與垂直信道脈沖的估計值卷積。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)到圖3，所示的是用于本發(fā)明的盤驅(qū)動器數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)的實施例的電路系統(tǒng)128的讀出電路系統(tǒng)或結構部分300。如在圖3中所示，電路300包括信道305，它接收來自編碼器(未示出)的輸入位307。在本發(fā)明的有些實施例中，提供信道輸出306給低通濾波器(LPF)310用于濾波，并將LPF 310的經(jīng)濾波的輸出311提供給BLW塊或者電路系統(tǒng)320，在其中實現(xiàn)在此所揭示的部分或全部預處理方法。在所建議的算法中，BLW塊首先在系統(tǒng)中引入已知主導BLW將BLW塊320的輸出提供給模數(shù)(A/D)轉(zhuǎn)換器325用于數(shù)字化。將數(shù)字化的信號326提供給電路系統(tǒng)330，它代表其它典型的電路或功能，包括有限脈沖響應(FIR)功能、定時功能、檢測器功能、解碼功能等等。例如，在電路系統(tǒng)330中實現(xiàn)的檢測電路或功能提供檢測器輸出331，使用它作為BLW塊320的輸入，如將更詳細地討論的。而且，在電路系統(tǒng)330中實現(xiàn)的定時電路或功能提供定時恢復輸出332，使用它作為A/D方框325的輸入。電路系統(tǒng)330最后還作為輸出提供經(jīng)解碼的位333。
現(xiàn)在參考圖4，示出并更詳細地討論了電路300的BLW塊320的一個實施例。在圖4中，高通濾波器H(s)350相應于上面討論的高通濾波器，但還可以相應于其它高通濾波器實現(xiàn)。E(s)塊即電路360代表估計垂直信道脈沖響應的電路系統(tǒng)或功能。L(s)塊即電路370代表上面討論的低通濾波器，但也可以相應于其它低通濾波器實現(xiàn)。在反饋回路322中實現(xiàn)E(s)和L(s)功能。在圖4中，用它們的拉普拉施變換符號(H(s)，E(s)，L(s))而不用它們的z-變換型式(H(z)，E(z)，L(z))代表濾波器，借以表示在這個實施例中，是在連續(xù)的模擬域中應用那些濾波器的。
在圖4中，H(s)塊350接收來自LPF 310(圖3)的信號311作為輸入，并提供過濾后信號351作為輸出。E(s)塊360接收檢測器輸出351作為輸入，它是來自檢測器的判定，并且作為響應提供輸出361。L(s)塊370使用E(s)塊輸出316以產(chǎn)生經(jīng)濾波的信號371。使用加法器380組合信號351和371以產(chǎn)生BLW塊輸出321。
歸納圖3和4，所建議的算法首先應用高通濾波器以屏蔽任何低頻噪聲影響。然后，通過使用來自檢測器的判定(它是輸入位流的判定)，BLW塊320首先在信道之后取得回讀信號的估計值，接著校正已經(jīng)人工引入到系統(tǒng)中的高通極的影響。下面更詳細地對此點加以討論。
方法和裝置的不同實施例為了取得垂直信道的更佳的估計值，人們可能不得不使用具有巨大數(shù)量的波帶(tab)的E(s)電路或功能(圖4)。不過，在模擬域中實現(xiàn)這樣巨大的濾波器可能是不切實際的。為此原因，在數(shù)字域內(nèi)實現(xiàn)E(s)和L(s)電路或功能360和370是有益的。當在均衡之后在數(shù)字域中采用E(s)時，它也有助于減少在檢測器判定與在FIR(均衡器)的輸出的信號之間的延遲。因此，可以在不同的實現(xiàn)實施例諸如在圖5和6中所示的電路400和450的部分中，修改和實現(xiàn)在圖3和4中所示的電路。電路400和450是在圖3中所示的電路300的可替換的實現(xiàn)，圖中相同或相似的功能標記相同。
在圖5和6中，電路塊或功能H(s)(或H(z))350、E(z)360和L(z)370相應于在圖4中所示的相同地編號的電路塊或功能。在圖5和6中所示的電路結構，與在圖4(連同圖3)中所示的模擬實現(xiàn)相比，之間的有些差異包括這個事實在圖5和6中，E(z)360等于目標響應，L(z)是L(s)的數(shù)字實現(xiàn)。另外，在圖6中，高通濾波器H(z)也是連同E(z)和L(z)一起以數(shù)字方式實現(xiàn)的。
在圖5中所示的電路400是本發(fā)明的概念的混合實現(xiàn)，其中在模擬域中實現(xiàn)H(s)，同時在數(shù)字域中實現(xiàn)E(z)和L(z)360和370。從由解碼器提供的輸入位307，通過LPF 310的輸出311，電路400與在圖4中所示的電路300相同或相似地被配置和運行。來自高通濾波器功能H(s)350的輸出351是由A/D轉(zhuǎn)換器325數(shù)字化的。A/D轉(zhuǎn)換器325的數(shù)字化輸出326輸入到FIR 405，以及提供來自FIR405的輸出406作為加法器410的第一輸入。將加法器輸出411提供給檢測器電路或功能415，它提供與在圖3中相同編號的輸出相似的經(jīng)解碼的位333作為輸出。經(jīng)解碼的位還作為輸入被提供至包括E(z)和L(z)電路或功能360和370的反饋路徑，提供LPF功能L(z)370的輸出371作為加法器410的第二輸入。還把來自檢測器415的經(jīng)解碼的位333提供給定時恢復電路420用于產(chǎn)生定時恢復輸出332。
在由圖6中所示的電路450提供的電路300的數(shù)字實現(xiàn)的實施例中，直接將A/D轉(zhuǎn)換器325的輸出326提供至FIR 405。然后FIR 405的輸出提供給高通濾波器功能H(z)350。然后提供FIR 405的輸出作為加法器410的第一輸入，將加法器輸出411提供給檢測器415。將來自檢測器的經(jīng)解碼的位333提供給包括E(z)和L(z)電路或功能360和370的反饋路徑，其中提供LPF功能L(z)370的輸出371作為加法器410的第二輸入。還將來自檢測器415的經(jīng)解碼的位333提供給定時恢復電路420，用于產(chǎn)生定時恢復輸出332。
在圖6中所示的算法的數(shù)字實現(xiàn)相對于在圖5中所示的其它混合實現(xiàn)的優(yōu)點是以數(shù)字方式實現(xiàn)算法的所有部分，因而降低實現(xiàn)成本。不過，在混合實現(xiàn)情況下，低頻部分，包括回讀信號的DC含量被首先濾出。因而，在混合情況下，確保沒有DC耦合問題存在于A/D轉(zhuǎn)換器325的輸入處。
仿真結果和數(shù)據(jù)用真實的信號已經(jīng)進行了本發(fā)明的概念的仿真。通過將所建議的算法的混合實現(xiàn)(在圖5中所示的電路400)集成到軟件信道中來獲得結果。通過首先決定要處理的位流，將它寫到記錄材料上，然后讀回它，來獲得真實的回讀信號。在這個過程期間，使用用于測試的目的的機頭和介質(zhì)對。然后將這個回讀信號插入到軟件信道中以測試本發(fā)明方法。
在回讀信號中，重復取樣比率是9，并且垂直記錄的標準化的密度Nd是1.5。我們獲得最前10個扇區(qū)的結果。在圖7中所示的表1和2中，示出在維特比(Viterbi)算法之后錯誤的數(shù)量。在表中所示的情況相應于下列各項·no tr(無變換)相應于不使用在此所述的預處理技術和變換。
·Hilbert(希爾伯特)相應于使用在本領域中已知的和如在文獻中所說明的類型的希爾伯特變換的有限脈沖響應(FIR)表示法。我們選擇希爾伯特FIR作為將垂直信號變換成縱向樣的信號的想法的代表。
·H-1024相應于在圖5中所建議的算法的混合實現(xiàn)中只使用具有參數(shù)m＝1/1024的高通濾波器H(s)。換言之，我們使用高通濾波器代替希爾伯特變換的FIR表示法。
·H-64相應于使用相同的高通濾波器H(s)，這次參數(shù)m＝1/64。
·H-16相應于使用相同的H(s)，參數(shù)m＝1/16。
·Our algo(我們的算法)相應于我們的算法的混合實現(xiàn)，參數(shù)m＝1/1024且k＝1/64。
表1例示每個扇區(qū)的錯誤數(shù)量，錯誤的總數(shù)和不同情況的BER。表1示出我們使用長度2的可編程目標(即GPR2)作為目標響應。我們使用第一個扇區(qū)計算最優(yōu)目標響應和均衡器系數(shù)。然后我們不改變它們并且使用那些最優(yōu)目標和均衡器系數(shù)處理下面9個扇區(qū)。
如從此表中可以看到的，希爾伯特變換的性能與無變換情況相比是非常糟糕的。換句話說，通過使用希爾伯特變換方法，與不使用此變換相比，失去了相當多的性能?，F(xiàn)在讓我們看當我們使用高通濾波器H(s)時的情況。示為H-1024的濾波器具有最低高通截止頻率，示為H-16的濾波器具有最高截止頻率。隨著我們增加截止頻率，我們?yōu)V出更多的低頻部分，并且我們失去更多的有關數(shù)據(jù)的信息。那就是為什么如果我們增加截止頻率則我們有更多的錯誤。當截止頻率非常小時，性能非常接近于沒有變換，以及當我們增加截止頻率時，性能接近于希爾伯特變換。因而，H(s)的性能使性能內(nèi)插在無變換與希爾伯特之間。當觀看本發(fā)明的算法的性能時，可以看到它甚至比相應于沒有變換的性能還要好。原因在于，我們在那個方法的結構中具有H(s)，但我們還具有一個補償部分以校正H(s)的高通極影響。這個額外的補償電路改進了性能。
對于第二個實驗，我們固定目標響應為[1，1]，并且只比較無變換情況和本發(fā)明的算法。在表2中示出了結果，其中示了每個扇區(qū)的錯誤數(shù)量，錯誤總數(shù)，以及不同的情況的BER。基于所接收的符號(symbol)選定均衡器系數(shù)。更具體地說，在表2中，“適應關(Adapts Off)”指均衡器系數(shù)是使用第一個扇區(qū)計算的并且然后被固定，相同的均衡器用于下面9個扇區(qū)。不過，在“適應開(Adapts On)”情況下，我們單獨為每個扇區(qū)計算均衡器系數(shù)。換句話說，在“適應開”情況下，我們單獨為每個扇區(qū)找出均衡器系數(shù)，而不是使用為第一個扇區(qū)所獲得的系數(shù)。從此表可以看到，“適應開”情況執(zhí)行得比用于無變換情況和本發(fā)明方法兩者的“適應關”情況都好。還斷定本發(fā)明的方法比“適應關”和“適應開”兩者情況下的無變換情況執(zhí)行得都更好。
從表1和2的比較可見，無變換情況對于可編程的(即GRP2)目標比對固定目標時執(zhí)行得更好。這是可預料的結果。不過，該情況正好與本發(fā)明的算法相反。換句話說，使用所揭示的算法，如果我們固定目標則我們實現(xiàn)更好的性能。其原因是，在GPR2情況下，是假設在均衡器與檢測器之間將沒有項要增加來設計目標的。然而，在本發(fā)明的方法中，在均衡器之后加上了用于主導高通極的補償電路(見圖5)。在固定目標情況下，均衡器嘗試均衡信道至固定目標，然后本發(fā)明的算法的補償部分去除系統(tǒng)中主導高通極的影響。因而，在固定目標的情況下，一切都是一致的。
潛在的錯誤傳播在所建議的圖3、5和6結構中存在反饋。這個反饋路徑產(chǎn)生潛在的錯誤傳播問題，這里我們將解決這個問題。為了討論的目的，所建議的結構被簡化了，并且在簡化的結構中提供錯誤傳播的分析。
參考在圖8中所示的電路500，假設在系統(tǒng)中沒有高通極和低頻噪聲源。那么，可以將信道均衡器和目標響應設計成能使在加法器510的輸出處提供的錯誤“e”505最小化。在圖8中，“h”515相應于真實的信道，“f”520代表用于信道均衡器的FIR濾波器，“T”525代表目標響應。在輸入位作為輸入的情況下，真實的信道h 515供給A/D 530，將其輸出提供給FIR濾波器f 520。將FIR濾波器f 520的輸出提供給檢測器535并且作為加法器510的輸入。
在系統(tǒng)中有前置放大器高通極并且還有低頻噪聲源存在的情況下，我們在圖9中示出混合結構電路550。在這個混合結構中，在真實的信道h 515與A/D 530之間插入濾波器H(示于555)。而且，在檢測器的輸出535與加法器565之間的反饋回路322中，包括低通濾波器L(示于560)和目標響應525。從圖9，可以將濾波器H 555移動到A/D 530之后的數(shù)字域，并且因為均衡器是線性濾波器，還可以將它移動到f 520之后。這樣我們可以獲得在圖10中所示的電路結構575。按照相似的理由，我們也可以將在圖3和6中的模擬和數(shù)字結構簡化為圖10中的結構。設計目標響應T和均衡器f，使得在圖8中的錯誤e 505是最小的。因而，在理想的情況下，信道響應h 515、A/D 530和均衡器f 520的組合可以由T代替。當我們把它用到圖10中時，我們獲得了在圖11中所示的結構600，并且將在整個本發(fā)明中使用這個簡化了的結構。
集中在圖11中的簡化的結構上，我們可以寫z=x+y=H*u+L*u^=H*u+L*(u+eu)=(H+L)*u+L*eu]]>方程3其中eu=u^+u.]]>設計濾波器H 555和L 560，使得它們的加和非常接近于一(或者可設計成精確地等于一(unity))。這樣，我們可以重寫z的表達式為z≈u+L*eu方程4我們知道eu=u^+u=T*(a^-a).]]>如果我們定義ea=a^-a,]]>那么eu可以表示為eu＝T*ea。在方程4中，用u代替T*a，并用eu代替T*eu，我們得到z＝T*a+L*T*ea＝T*(a+L*ea)方程5如果我們仔細看方程5，我們看到(1)當在系統(tǒng)中沒有錯誤(即ea＝0)，那么我們得到z＝T*a，這是我們想要的；以及(2)在存在錯誤時，錯誤對檢測器535的輸入的貢獻是T*L*eu。
因而，在存在錯誤時，項L*ea將迫使檢測器輸入偏離其理想值引起更多的錯誤。換句話說，項L*ea是錯誤傳播的根源。讓我們看項L*ea。它是濾波器L 560和錯誤序列ea的卷積。我們知道濾波器L 560是具有非常小的截止頻率的低通濾波器。換句話說，它只濾波錯誤序列ea的非常低的頻率含量。如果我們看信號ea=a^-a,]]>我們看到它只從集合(-2，0，2)中取值，零表示無錯誤，-2(+2)表示實際發(fā)送的位具有值1(-1)，且判定它為1(-1)。因為L 560是具有非常小的截止頻率的低通濾波器，錯誤序列L*ea應該具有相當大數(shù)量的低頻含量，以便在方程5中具有與a可比的項L*ea。這表示它必須具有連續(xù)的2或-2。連續(xù)的2或-2表示發(fā)送的數(shù)據(jù)也應該具有連續(xù)的-1和1。不過，因為在系統(tǒng)中有RLL(運行長度有限(Run Length Limited))碼，在數(shù)據(jù)中連續(xù)的1或-1的數(shù)量是有限的。這表示RLL碼幫助減少錯誤序列ea的低頻含量。
檢測和消去誤差傳播即使RLL碼幫助減少系統(tǒng)中潛在的誤差傳播，但它并沒有完全消除它。誤差傳播仍可發(fā)生，即使輸入數(shù)據(jù)位流是RLL編碼的。為了更有啟發(fā)性，用一個例子來說明?？紤]在圖12的表3中所示的情況。盡管輸入位流是RLL編碼的，但在表3中的錯誤序列具有低頻含量，濾波器L將濾波那個含量，并且將引起誤差傳播。圖17-1是方框圖，例示本發(fā)明的錯誤檢測(步驟705)和消去(步驟710)方法的一般步驟。用于這些步驟的每一個的更具體的實施例在下面描述。
誤差傳播的檢測如上面所看到的，RLL碼幫助減少誤差傳播的可能性，以及減緩使誤差傳播發(fā)生的過程，但它們沒有完全停止誤差傳播。因而，我們首先檢測誤差傳播的可能性。由于我們沒有輸入位流，但代之以只有檢測器的判定，所以只使用那些判定。不過，在系統(tǒng)中的RLL碼是已知的。因而，包括連續(xù)的+1或-1超過RLL碼的限制的任何判定應該是存在問題的指示。因而在圖17-2中所示的檢測算法705可以包括下列步驟(1)產(chǎn)生兩個信號，例如將它們命名為“計數(shù)(count)”和“符號(sign)”。(步驟725)(2)重置“計數(shù)”為0，以及“符號”為0。(步驟730)(3)獲得來自檢測器的可用判定?！坝嫈?shù)”增加1，并將判定的符號賦給“符號”。(步驟735)(4)取得來自檢測器的下一個可用判定。如果檢測器輸出的符號等于在“符號”處的符號則“計數(shù)”增加1。如果檢測器輸出的符號不等于“符號”處的符號，那么將“符號”設置成這個檢測器輸出的符號并將1賦給“計數(shù)器(counter)”。(步驟740)(5)重復前項，以及檢查“計數(shù)器”的值。當“計數(shù)器”超過RLL碼可以允許的連續(xù)+1或-1的最大值時，可以確定在系統(tǒng)中檢測到也可引起誤差傳播的潛在的問題。(步驟745)誤差傳播的消去在檢測到誤差傳播之后，采取的下一個步驟應該是嘗試消去系統(tǒng)中的誤差傳播。如前面部分中說明的，錯誤序列的低頻含量引起誤差傳播。RLL編碼的輸入位流幫助減少這個低頻含量，但還必須按照系統(tǒng)中的RLL碼來限制檢測到的位流。因而，幫助消去誤差傳播的最簡單的算法710可以包括如在圖17-3中所示的下列步驟(1)獲得來自檢測器的下一個可用判定。(步驟750)(2)如果它的符號等于“符號”且當“計數(shù)器”等于k(其中k是RLL碼可以允許的連續(xù)+1或-1的最大值)(步驟755)(a)改變最后的判定的符號(步驟760)。
(b)改變信號值“符號”(步驟765)。
(c)將1賦給“計數(shù)器”(步驟770)。
上述算法減少檢測器判定的低頻含量，并且增加高頻。不過，最后的判定可能是正確的判定，并且低頻含量可能是由于前面錯誤的判定之一。用上述算法，有可能仍在反饋回路中保持錯誤判定，并將其它錯誤判定引入回路。因而，用軟判定操作來代替硬判定操作判定可能更為有利，力圖通過查看那些軟判定的置信度級別來判定哪一個判定更有可能是錯誤的，并相應地對方法進行設置。作為在圖17-3中例示的步驟710的第一替換，我們揭示用對數(shù)似然比操作的下列算法(示于圖13)(1)產(chǎn)生來自檢測器的早期的對數(shù)似然比的陣列。陣列的大小是k+1，其中k是RLL碼允許的連續(xù)+1或-1的最大值。
(2)在每個時鐘周期，將陣列的條目左移一個，并且將最新獲得的對數(shù)似然比值從右邊輸入陣列。陣列的最左邊元素的符號將被發(fā)送到濾波器作為檢測器的判定。
(3)如果陣列的所有元素具有正符號或者全部具有負符號(表示k+1個連續(xù)+1或-1)，改變具有最小量值的對數(shù)似然比的符號(即，我們對其具有最小置信度的對數(shù)似然比)。
在以圖13中的方框圖形式示出的電路600中，將輸入數(shù)據(jù)流a(n)605供給目標響應濾波器525，將其輸出提供給高通濾波器555。將高通濾波器555的輸出提供給加法器608，連同由反饋路徑322從早期檢測電路605提供的反饋信號。在反饋路徑內(nèi)，包括誤差傳播消去電路系統(tǒng)606。對于誤差傳播消去電路系統(tǒng)606，將早期檢測器的輸出提供給寄存器610，它存儲k+1個對數(shù)似然比的陣列。對數(shù)似然比是早期檢測器的輸出，它提供特定位是+1或-1的似然性的指示。對數(shù)似然比的正值越高，則特定位是+1的可能性越大。特定位的對數(shù)似然比的值越負，這個位是-1的可能性越大。接近零的對數(shù)似然比更可能表示可能有錯誤。
符號確定電路系統(tǒng)620識別對數(shù)似然比的符號。如果所有對數(shù)似然比具有相同的符號，那就清楚地指示在系統(tǒng)中的某些東西操作不正確，因為RLL碼不允許具有相同符號的位的串比預定長度更長。如果所有對數(shù)似然比具有相同的符號，在塊或電路615，具有最小量值的對數(shù)似然比被識別出來并且被變號(inverted)，然后存儲在寄存器610的適當部分中。那么這也防止在系統(tǒng)中的誤差傳播。使用如在塊620中可確定的對數(shù)似然比的符號，對位流中位的值(+1或-1)做出硬判定。因而，符號塊620的輸出是被提供給目標響應濾波器525的位流。按照前面的討論，將目標響應濾波器525的輸出提供給低通濾波器560。將低通濾波器560的輸出提供給加法器608。
在圖13的電路600所示的結構將另外k+1個延遲元素插入到反饋回路中，它們增加k+1個回路的等待時間。因此，降低了用于低頻噪聲源的所建議的算法的效率。我們可以以增加實現(xiàn)成本為代價，去除在回路中的那k+1個延遲元素，添加k+2個處理分支到反饋回路，如在圖14的替換的算法或電路650中所示的，它是作為在圖17-3中所示的步驟710的第二替換揭示的。每個分支包括符號電路或塊660、目標響應濾波器670以及低通濾波器680。在圖14中的處理器P 655配置為實現(xiàn)下列步驟(1)產(chǎn)生來自檢測器605的早期對數(shù)似然比的陣列。陣列的大小是k+1，其中k是RLL碼允許的連續(xù)+1或-1的最大值。
(2)最初選擇在圖14中頂部分支656作為主分支。
(3)取對數(shù)似然比，并且總是將它的符號發(fā)送給主分支的符號塊或電路660作為判定。
(4)對于剩余的k+1個分支，將最新的對數(shù)似然比的符號的負量(negative)提供給唯一個分支，并且將它的正發(fā)送給剩余的分支。
(5)循環(huán)地改變分支，向其發(fā)送對數(shù)似然比的符號的負量，使得在陣列中連續(xù)k+1個連續(xù)分支中只有一個分支包含特定對數(shù)似然比的負量。
(6)如果在主分支的陣列中所有對數(shù)似然比的符號是相同的，則找出一個分支，其中已經(jīng)改變具有最小量值的對數(shù)似然比的符號，再將其發(fā)送至分支的相應濾波器T 670。選擇那個分支作為新的主分支。
(7)重新排序分支，使得新的主分支在頂部，舊的主分支正好在其之下，然后是對數(shù)似然比的負量在最左端的分支；(8)繼續(xù)循環(huán)地將對數(shù)似然比符號的負量賦給分支，從舊的主分支(新的第一分支)開始。
(9)多路轉(zhuǎn)換控制器(處理器P 655和控制信號657)始終選擇主分支用于連接至加法器608。
為了更好地說明這個過程，考慮一個例子。假設k＝7，那么我們有大小為8的陣列，并且我們將有9個分支。我們最初選擇頂部分支作為我們的主分支。設在時刻n-2、n-1和n的情況是如在圖15和16中表4、5和6中所示的。假設在時間n，在主分支的l1至l8符號是全部相同的，其中l(wèi)5具有最小量值。那么我們選擇舊的“分支7”做我們的新主分支，我們的舊主分支是我們的第一主分支，跟隨在后的是分支3、4、5、6，接著最后是分支8、1和2。在時間n的新情況成為在表7中所示的。我們現(xiàn)在保證，對于下四個4時鐘周期(即最多至n+5)，將在新主分支存在至少一個lx具有不同于其它的符號。我們繼續(xù)將最新的l8的負符號循環(huán)地賦給不同分支(從新的第一分支開始)，并且在那些分支使用那些判定的序列實現(xiàn)濾波器T 670和L 680。
這樣，討論了消去誤差傳播的三個方法。第一個實現(xiàn)起來最簡單，但未對恰當錯誤判定(correct wrong decision)的可能性加以處理，以減少錯誤序列的低頻含量。第二個方法(圖13)改進了第一個方法，并且處理了回路中可能的恰當錯誤判定。不過，此方法將額外的延遲引入反饋回路，增加回路的等待時間，這可能導致低頻噪聲補償算法的性能的降低。第三個方法(圖14)處理第二個方法的額外延遲，并提出了另外的算法，它實際上遵從了第二個方法的、在回路中沒有延遲的相同想法。因為它沒有額外的延遲，它產(chǎn)生用于低頻噪聲補償算法的較佳性能。不過，它與第二個方法相比，增加了實現(xiàn)成本。
總結所揭示的是包括預處理垂直回讀信號的低頻分量的算法。為此目的(1)我們首先在系統(tǒng)中引入主導的已知的高通極。這濾出系統(tǒng)中大部分主導的低頻噪聲分量，并且使系統(tǒng)只留下來自人工引入的主導高通極的BLW影響。
(3)在系統(tǒng)中BLW主要有兩個源，其中之一是輸入位流中連續(xù)的+1或-1的數(shù)量，另一個是主導高通極。我們可以從自檢測器取得有關輸入位流的信息。因而，因為我們知道系統(tǒng)中的主導高通極和連續(xù)的+1和-1的數(shù)量，我們也知道BLW的數(shù)量。
(3)算法的最后的步驟是去除系統(tǒng)中已知的BLW影響。
(4)然后我們揭示了實現(xiàn)算法的不同結構(模擬的、混合的和數(shù)字的)。
(5)我們將算法的混合結構集成到軟件信道，并且用真實的數(shù)據(jù)測試它。發(fā)現(xiàn)算法改進了整個系統(tǒng)的性能。
(6)最后，討論了所建議的模擬的、混合的和數(shù)字的結構的潛在的誤差傳播問題。揭示了檢測和消去這個問題的方法。
要理解，盡管已經(jīng)在前面的描述中闡述了本發(fā)明的各種實施例的眾多的特征和優(yōu)點，連同本發(fā)明的各種實施例的結構和功能的細節(jié)，但此揭示只是說明性的，并且可在細節(jié)上尤其與在本發(fā)明的原理內(nèi)部件的結構和布置有關地作出修改，到由表示所附的權利要求書的權項的寬泛的一般的意義所表示的程度。例如，在不脫離本發(fā)明的范圍和精神的情況下，特定的元素可依賴于用于編碼方法和裝置同時實質(zhì)上保持相同功能的特定應用而變化。另外，盡管在此所述的實施例其目標是用于預處理在盤驅(qū)動器數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)中的垂直記錄回讀信號的方法和裝置，但那些本領域的熟練技術人員將意識到，在不脫離本發(fā)明的范圍和精神的情況下，可以將本發(fā)明的技術應用于其它系統(tǒng)，如磁帶數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)。
權利要求
1.一種在數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)中處理垂直回讀信號的低頻分量以減少低頻噪聲的方法(210)，其特征在于，所述方法包括引入(215)對垂直回讀信號的主導已知干擾，它屏蔽其它低頻噪聲源的影響，并給回讀信號留下一個主導低頻噪聲分量；以及從回讀信號除去(220)所述主導已知干擾，以恢復回讀信號的低頻部分，以便確定從存儲介質(zhì)讀出位的值。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述引入(215)對回讀信號的主導已知干擾的步驟還包括使用高通濾波器(350，555)濾波回讀信號以引入主導高通極。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述從回讀信號中除去(220)主導已知干擾以恢復回讀信號的低頻部分的步驟還包括使用信道的估計器(360，525，670)和低通濾波器(370，560，680)濾波檢測器(330，415，535，605)的判定。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述使用信道的估計器和低通濾波器濾波檢測器的判定的步驟還包括根據(jù)檢測器的判定來估計垂直信道脈沖響應，以及低通濾波垂直信道脈沖響應的估計。
5.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述使用高通濾波器濾波回讀信號以引入主導高通極的步驟還包括使用具有下列形式的變換函數(shù)H(z)=1-m1-(1-m)z-1]]>其中H(z)是濾波器的z-域表示。
6.如權利要求5所述的方法，其特征在于，所述使用信道的估計器和低通濾波器濾波檢測器的判定的步驟還包括使用信道的估計器和具有下列形式的變換函數(shù)濾波檢測器的判定L(z)=1-k1-(1-k)z-1]]>其中k取決于m。
7.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述使用信道的估計器和低通濾波器濾波檢測器的判定的步驟還包括估計來自檢測器的判定的垂直信道脈沖響應，以及在數(shù)字域中低通濾波垂直信道輸入響應的估計。
8.如權利要求3所述的方法，其特征在于，還包括檢測(705)回讀信號中的錯誤傳播；以及消去(710)在回讀信號中檢測到的錯誤傳播。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，所述檢測(705)在回讀信號中的錯誤傳播的步驟還包括創(chuàng)建(725)第一信號(“計數(shù)”)和第二信號(“符號”)；設置(730)第一和第二信號為零；從自檢測器獲取(735)可用判定，將第一信號(“計數(shù)”)加一，并將判定的符號賦給第二信號(“符號”)。從自檢測器獲取(740)下一個可用判定，且如果判定的符號等于第二信號(“符號”)則將第一信號(“計數(shù)”)加1，而如果判定的符號不等于第二信號(“符號”)，則將第二信號(“符號”)設置為來自檢測器的判定的符號并將第一信號(“計數(shù)”)設置為1；以及重復(745)獲取(740)下一個可用判定的步驟，且如果第一信號(“計數(shù)”)超過最大容許的運行長度有限碼值，則確定錯誤傳播問題存在。
10.如權利要求9所述的方法，其特征在于，所述消去(710)在回讀信號中的錯誤傳播的步驟還包括從自檢測器獲取(750)下一個可用判定；如果獲取的判定的符號等于第二信號(“符號”)，且當?shù)谝恍盘?“計數(shù)”)等于最大容許運行長度有限碼值，則還包括改變(760)來自檢測器的最后的判定的符號；改變(765)第二信號(“符號”)的值；以及將值1賦給(770)第一信號(“計數(shù)”)。
11.如權利要求8所述的方法，其特征在于，所述消去(710)在回讀信號中檢測到的錯誤傳播的步驟還包括創(chuàng)建來自檢測器的k+1個早期的對數(shù)對數(shù)似然比的陣列(610)，其中k是運行長度有限碼允許的、連續(xù)+1或-1，或者+1或0的最大數(shù)量；左移一次陣列的條目，從右向陣列輸入最新獲得的對數(shù)似然比值，還發(fā)送陣列最左元素的符號至信道的估計器以及低通濾波器；以及如果陣列的所有元素都有正符號，或者如果陣列的所有元素都有負符號，改變具有最小量值的對數(shù)似然比的符號。
12.如權利要求8所述的方法，其特征在于，所述消去(710)在回讀信號中檢測到的錯誤傳播的步驟還包括創(chuàng)建來自檢測器的k+1個最先的對數(shù)似然比的陣列，其中k是運行長度有限碼允許的、連續(xù)+1或-1，或者+1或0的最大數(shù)量；首先選擇k+2個反饋回路的處理分支的頂部分支作為主分支，其中每個處理分支包括符號確定電路、目標響應濾波器和低通濾波器；將主分支的對數(shù)似然比的符號送至其相應的符號確定電路，對于剩余的k+1個分支之一，將最新的對數(shù)似然比的符號的負量發(fā)送至其相應的符號確定電路，對于剩余的k+1個分支的其它分支，將最新的對數(shù)似然比的符號發(fā)送至其各自的符號確定電路；循環(huán)地改變剩余的k+1個分支中哪一個被發(fā)送最新對數(shù)似然比的符號的負量，以使在陣列中k+1個連續(xù)的分支中，只有一個剩余的k+1的分支包含特定對數(shù)似然比的負量；如果在主分支的陣列中對數(shù)似然比的所有符號相同，那么在剩余的k+1個分支中找出這樣的一個分支，其中已經(jīng)改變具有最小量值的對數(shù)似然比的符號，再將其發(fā)送至其相應的目標響應濾波器，選擇那個分支作為新的主分支；重新排序k+2分支，使新的主分支在頂部，舊的主分支正好在其之下，跟隨其后的是在最左端具有最新對數(shù)似然比的負量的分支；繼續(xù)循環(huán)地將最新對數(shù)似然比的負量賦給分支；以及選擇主分支用于提供反饋信號。
13.一種垂直記錄數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)(100)，其特征在于，它包括信道(305)，提供具有低頻噪聲的垂直回讀信號；連接到信道的高通濾波器(350，555)，使用高通極引入對回讀信號的主導已知干擾；檢測器(330，415，535，605)，接收有主導已知干擾的回讀信號，并基于回讀信號提供判定；連接到檢測器的輸出的反饋回路(322)，其中，反饋回路從回讀信號中除去主導已知干擾，以便恢復回讀信號的低頻部分，以便確定從存儲介質(zhì)讀出位的值。
14.如權利要求13所述的垂直記錄數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)，其特征在于，反饋回路(322)包括估計器(360，525，670)，所述估計器根據(jù)檢測器的判定來估計垂直信道脈沖響應，以及低通濾波器(370，560，680)，所述低通濾波器濾波垂直信道脈沖響應的估計。
15.如權利要求14所述的垂直記錄數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)，其特征在于，所述反饋回路還包括錯誤傳播消去電路系統(tǒng)(606)。
16.如權利要求15所述的垂直記錄數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)，其特征在于，在數(shù)字域中實現(xiàn)反饋回路。
17.一種垂直記錄數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)，其特征在于，它包括用于提供具有低頻噪聲的垂直回讀信號的電路系統(tǒng)；以及主導已知干擾裝置，用于向回讀信號引入屏蔽低頻噪聲的影響的主導已知干擾，，以及用于從回讀信號中除去主導已知干擾，以恢復回讀信號的低頻部分。
18.如權利要求17的垂直記錄系統(tǒng)，其特征在于，所述主導已知干擾裝置包括高通濾波器，所述高通濾波器引入對回讀信號的主導已知干擾。
19.如權利要求18所述的垂直記錄系統(tǒng)，其特征在于，所述主導已知干擾裝置還包括低通濾波器，所述低通濾波器用于從回讀信號中除去主導已知干擾。
20.如權利要求19所述的垂直記錄系統(tǒng)，其特征在于，所述主導已知干擾裝置還包括消去在回讀信號中錯誤傳播的電路系統(tǒng)。
全文摘要
一種為了減少低頻噪聲而預處理數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)中垂直回讀信號的低頻分量的方法(210)，所述方法包括引入(215)對垂直回讀信號的主導已知干擾，它屏蔽其它低頻噪聲源的影響并留給回讀信號一個主導的低頻噪聲分量。該方法還包括從回讀信號中除去(220)主導已知干擾來恢復回讀信號的低頻部分，以便確定從存儲介質(zhì)讀出的位的值。還揭示了一種用于實現(xiàn)所述方法(210)的垂直記錄數(shù)據(jù)存儲系統(tǒng)(100)。
文檔編號G11B20/10GK1602526SQ02824478
公開日2005年3月30日 申請日期2002年4月4日 優(yōu)先權日2001年12月7日
發(fā)明者M·F·厄登, E·M·科塔斯 申請人:西加特技術有限責任公司