專利名稱：Dc-dc變流電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在變壓器的一次側(cè)設(shè)置了與全橋型、半橋型等的逆變電路(inverter circuit)不同的嶄新結(jié)構(gòu)的逆變電路的DC-DC變流電路(converter circuit)。
背景技術(shù)：
歷來為人所熟知的逆變電路，是全橋型逆變電路、半橋型逆變電路、中心抽頭推挽 型逆變電路。在圖5中表示這些逆變電路的概念圖。全橋型橋接開關(guān)元件Sl S4而構(gòu)成，將電源V連接在橋間。使開關(guān)元件Si、S4 和開關(guān)元件S2、S3交替地導(dǎo)通截止，使交流電流流過輸出變壓器的一次繞組P (參照專利文 獻(xiàn)1) ο半橋型是分別將電壓源Cl、C2并聯(lián)連接于開關(guān)元件Si、S2，在電壓源Cl、C2間連 接電源V。使開關(guān)元件S1、S2交替地導(dǎo)通截止，使交流電流流過一次繞組P(參照專利文獻(xiàn) 2)。中心抽頭推挽型在連接于開關(guān)Si、S2之間的一次繞組P的中心抽頭連接電源V。 使開關(guān)元件Si、S2交替地導(dǎo)通截止，使交流電流流過一次繞組P (參照專利文獻(xiàn)3)。此外，在這些逆變電路中，為了不對(duì)開關(guān)元件施加浪涌電壓，通常設(shè)置有包含緩沖 (snubber)電容器和緩沖電阻的緩沖電路。專利文獻(xiàn)1 日本特開2007-151225號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)2 日本特開2005-279774號(hào)公報(bào)專利文獻(xiàn)3 日本特開2001-112253號(hào)公報(bào)

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明要解決的問題可是，上述各種逆變電路在以下方面存在問題。(1)全橋型由于使用4個(gè)開關(guān)元件，所以成本變高。(2)半橋型雖然開關(guān)元件是2個(gè)即可，但流過各開關(guān)元件Si、S2和一次繞組P的電流與全橋 型、中心抽頭推挽型相比變?yōu)?倍。因此，難以避免開關(guān)元件、變壓器的大型化和高價(jià)格。(3)中心抽頭推挽型開關(guān)元件是2個(gè)即可，流過各開關(guān)元件Si、S2和一次繞組P的電流與全橋型相同 而不會(huì)變大?？墒牵瑸榱藢㈦娫碫連接到一次繞組P的中心抽頭，在繞組P的左右的耦合中 存在漏電感。因此，在切斷第1開關(guān)元件時(shí)產(chǎn)生的浪涌電壓(surge voltage)經(jīng)由上述漏 電感，在連接于第2開關(guān)元件的續(xù)流二極管而被箝位。由于上述漏電感的存在，所以不能完 全箝位，有對(duì)第1開關(guān)元件施加過大的浪涌電壓的問題。此外，在CR緩沖電路中，由于緩沖電容器的充電電荷在緩沖電阻而被熱消耗，所
4以存在電路的效率差的問題。本發(fā)明的目的在于提供一種DC-DC變流電路，其在變壓器的一次側(cè)設(shè)置有逆變電 路，在該逆變電路中，開關(guān)元件是2個(gè)即可，流過開關(guān)元件的電流值也小，不對(duì)開關(guān)元件施 加過大的浪涌電壓且為高效率。用于解決問題的方案本發(fā)明的DC-DC變流電路中使用的逆變電路具備圖1所示的基本結(jié)構(gòu)。在逆變電 路中，作為開關(guān)元件具備第ι開關(guān)元件Sl和第2開關(guān)元件S2。這些開關(guān)元件Si、S2以半 導(dǎo)體開關(guān)元件構(gòu)成，例如，以IGBT(絕緣柵型雙極晶體管)、MOS-FET構(gòu)成。此外，這些逆變 電路具備第1 一次繞組P1，在所述第1開關(guān)元件Sl和所述第2開關(guān)元件S2之間串聯(lián)連 接，還具備輸出變壓器，其具備用于獲得輸出電壓的二次繞組。作為連接例，第1 一次繞組Pl連接于第1開關(guān)元件Si、和第2開關(guān)元件S2各自 的正極側(cè)。此外，該逆變電路具備2個(gè)電壓源(在圖1中將電壓源作為電源來表示)。作 為第1電壓源的第1電源VI，連接在所述第1 一次繞組Pl連接于所述第2開關(guān)元件S2的 第1連接點(diǎn)Al和所述第1開關(guān)元件Sl之間。由此，第1電源Vl經(jīng)由所述第1 一次繞組Pl 對(duì)所述第1開關(guān)元件Sl施加電壓。第2電源V2，連接在所述第1 一次繞組Pl連接于所述 第1開關(guān)元件Sl的第2連接點(diǎn)A2和所述第2開關(guān)元件S2之間。由此，第2電源V2經(jīng)由 所述第1 一次繞組Pl對(duì)所述第2開關(guān)元件S2施加電壓。再有，也能夠?qū)⒌? 一次繞組Pl連接于第1開關(guān)元件Si、和第2開關(guān)元件S2各自 的負(fù)極側(cè)?？刂撇窟M(jìn)行使所述第1開關(guān)元件Sl和所述第2開關(guān)元件S2交替地導(dǎo)通截止的控 制。在本說明書中，將以上結(jié)構(gòu)構(gòu)成的逆變電路稱為電流平衡推挽型(Current Balanced P. P)逆變電路。上述逆變電路的變形例如圖2所示，能夠以如下方式構(gòu)成。S卩，第1電壓源(在圖2中是電容器Cl)的正極側(cè)連接于所述第1連接點(diǎn)Al，所述 第2電壓源(在圖2中是電容器C2)的正極側(cè)連接于所述第2連接點(diǎn)A2，進(jìn)而，具備在所述 第1電壓源的負(fù)極側(cè)和所述第2電壓源的負(fù)極側(cè)之間連接的第2 —次繞組P2。此外，具備 電源V，其在所述第1 一次繞組Pl的中心抽頭、和所述第2 —次繞組P2的中心抽頭之間連 接，對(duì)所述第1、第2電壓源經(jīng)由所述第1 一次繞組Pl和所述第2 —次繞組P2供給能量。在上述結(jié)構(gòu)中，從電源V對(duì)第1電壓源和第2電壓源總是流過充電電流(供給能 量)。當(dāng)?shù)?開關(guān)元件Si導(dǎo)通時(shí)，從第1電壓源經(jīng)由第1 一次繞組Pl流過第1開關(guān)元件 Sl的電流成分、和從第2電壓源經(jīng)由第2 —次繞組P2流過第1開關(guān)元件Sl的電流成分被 合成，該合成的電流流過第1開關(guān)元件Si。換句話說，流過第1開關(guān)元件Sl的電流，分流 (shunt)到第1 一次繞組Pl和第2 —次繞組P2。本發(fā)明的DC-DC變流電路通過具備緩沖電路，從而能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS (Zero Voltage Switching，零電壓切換)工作，此外，通過具備再生電路，能夠降低損失。上述再生電路具備在再生時(shí)與緩沖電容器諧振的諧振部、和電壓提升(boost) 部。諧振部以諧振電抗器構(gòu)成。電壓提升部以二次繞組(電壓提升繞組)構(gòu)成，該二次繞 組將輸出變壓器的輸入電壓(一次側(cè)電壓)變壓到規(guī)定電壓并輸出。通過使規(guī)定電壓為
5(1/2)E(其中，將電壓源的電壓作為E)以上，從而能夠使緩沖電容器的充電電荷全部再生。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，開關(guān)元件是2個(gè)即可，流過開關(guān)元件的電流值也小，此外，不對(duì)開關(guān) 元件施加過大的浪涌電壓。此外，通過連接緩沖電路和再生電路，從而能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)元件的 ZVS工作，并且能夠減少損失。


圖1是本發(fā)明的DC-DC變流電路中使用的電流平衡推挽型(Current Balanced P. P型)逆變電路的基本概念圖。圖2表示電流平衡推挽型逆變電路的其它例子。圖2是用于說明逆變電路的工作的圖。圖4是逆變電路的時(shí)間圖。圖5表示全橋型、半橋型、中心抽頭推挽型、電流平衡推挽型的各逆變電路的概念 圖。圖6是本發(fā)明的第1實(shí)施方式的DC-DC變流電路的電路圖。圖7是DC-DC變流電路的時(shí)間圖。圖8是在再生時(shí)的第1再生部的等價(jià)電路。圖9是再生時(shí)的時(shí)間圖。圖10是本發(fā)明的第2實(shí)施方式的DC-DC變流電路的電路圖。圖11是本發(fā)明的第3實(shí)施方式的DC-DC變流電路的電路圖。圖12是變壓器的結(jié)構(gòu)圖。附圖標(biāo)記說明Cl作為第1電壓源的電容器C2作為第2電壓源的電容器V 電源Sl第1開關(guān)元件S2第2開關(guān)元件Pl第1 一次繞組P2第2 —次繞組INV逆變電路sm第1再生緩沖電路SN2第2再生緩沖電路C3、C5、C4、C6 緩沖電容器L1、L2、L3、L4 諧振電抗器S3、S4、S5、S6電壓提升繞組OUT輸出電路
具體實(shí)施例方式圖1是本發(fā)明的DC-DC變流電路中使用的電流平衡推挽型(Current BalancedP.P型)逆變電路的概念圖。 該逆變電路具備第1開關(guān)元件Sl ；第2開關(guān)元件S2 ；以及輸出變壓器(未圖示)， 其具備在第1開關(guān)元件Sl和第2開關(guān)元件S2之間串聯(lián)連接的第1 一次繞組P1，還具備用 于獲得輸出電壓的二次繞組。此外，該逆變電路具備第1電源VI，在第1 一次繞組Pl連接于第2開關(guān)元件S2的第1連接點(diǎn)Al、和第 1開關(guān)元件Sl之間連接，經(jīng)由第1 一次繞組Pl對(duì)第1開關(guān)元件Sl施加電壓；以及第2電源V2，在第1 一次繞組Pl連接于第1開關(guān)元件Sl的第2連接點(diǎn)A2、和第 2開關(guān)元件S2之間連接，經(jīng)由第1 一次繞組Pl對(duì)第2開關(guān)元件S2施加電壓。第1開關(guān)元件Sl和第2開關(guān)元件S2通過控制部(未圖示)而被交替地導(dǎo)通截止。在上述逆變電路中，當(dāng)?shù)?開關(guān)元件Sl導(dǎo)通時(shí)，電流IdI從第1電源Vl向左方向 流過第1 一次繞組Pl，當(dāng)?shù)?開關(guān)元件S2導(dǎo)通時(shí)，電流Id2從第2電源V2向右方向流過第 1 一次繞組Pl。通過使第1開關(guān)元件Sl和第2開關(guān)元件S2交替地導(dǎo)通截止，從而電流IdI 和電流Id2交替地流過第1 一次繞組P1，由此在變壓器的二次繞組中產(chǎn)生交流輸出電壓。圖2表示逆變電路的另一個(gè)例子。該逆變電路使用2個(gè)一次繞組。在該逆變電路中，圖1的第1電源Vl被置換為作為第1電壓源的電容器Cl，圖1 的第2電源V2被置換為作為第2電壓源的電容器C2。此外，在第1電壓源Cl的負(fù)極側(cè)與第2電壓源C2的負(fù)極側(cè)之間連接有第2 —次 繞組P2。此外，在第1 一次繞組Pl的中心抽頭、和第2 —次繞組P2的中心抽頭之間具備電 源V，該電源V對(duì)第1電壓源Cl和第2電壓源C2經(jīng)由第1 一次繞組Pl和第2 —次繞組P2
供給能量。圖3是用于說明上述逆變電路的工作的圖，圖4是時(shí)間圖。在圖4中，期間D是 第1開關(guān)元件Sl或第2開關(guān)元件S2導(dǎo)通的期間。該期間D的最大值在這里是0. 5。期間 (0. 5-D)是開關(guān)元件Si、S2 —起截止的休止期間。在圖3中，第1 一次繞組Pl將中心抽頭作為中心以繞組Pla和Plb構(gòu)成，第2 — 次繞組P2將中心抽頭作為中心以繞組P2a和P2b構(gòu)成。再有，在變壓器T的二次繞組S連 接有二極管橋整流電路，作為整體構(gòu)成DC-DC變流電路，進(jìn)而，連接有對(duì)整流輸出進(jìn)行平滑 的電抗Ltl和負(fù)載禮。其它結(jié)構(gòu)與圖2相同。第1開關(guān)元件Sl導(dǎo)通，通過作為第1電壓源的電容器Cl和作為第2電壓源的電 容器C2，電壓V分別施加到第1 一次繞組P1、第2 —次繞組P2，當(dāng)在二次繞組S中產(chǎn)生輸出 電壓Vs時(shí)，輸出電流Itl流過負(fù)載&。由此，在一次繞組P1、P2中分別流過0.51^3，(變 壓器的繞組比=1 a)。這時(shí)，將從電容器Cl流過開關(guān)元件Sl的電流、和從電容器C2流 過開關(guān)元件Sl的電流合成后的元件電流IdI是IdI = I0 · a。電容器Cl、電容器C2的充電電流(直流)Icl'、Ic2'分別是將輸出功率除以電 源電壓后的Ii的一半(0. 5Ii)。因此，流過電容器Cl、電容器C2合成電流Icl、Ic2分別成 為放電電流-充電電流=0.5 (I11I-Ii)。另一方面，流過一次繞組Pla、P2b的電流是減去充電電流后的電流，流過一次繞組PIb、P2a的電流是加上了充電電流后的電流。即、IPla, Ip2b = 0. 5 (IDl_Ii)IPlb, Ip2a = 0. 5 (ID1+Ii)。該電流不平衡沒有問題。其原因是通過開關(guān)元件S1、S2交替地導(dǎo)通截止(通過 換相(communicating))而保持了平均繞組電流的平衡。因此，特別是不會(huì)產(chǎn)生變壓器的鐵 芯偏磁的問題。此外，從電源V來看，Pla、Plb、P2a、P2b的各繞組的極性分別是反極性。因此，不 會(huì)以電源電壓對(duì)變壓器T直接進(jìn)行勵(lì)磁。此外，由于分別流過一次繞組Pl和P2的充電電 流Icl'和Ic2'是反方向，所以沒有鐵芯直流磁化的問題。以上述的結(jié)構(gòu)，分別施加到第1 一次繞組Pl和第2 —次繞組P2的交流電壓成為 電源電壓V，與全橋型相同。此外，設(shè)置在第1 一次繞組Pl和第2 —次繞組P2的中心抽頭 用于來自電源V的能量供給，對(duì)于輸出功率供給，通過以圖3的粗線表示的電流流過，從而 利用第1 一次繞組Pl和第2 —次繞組P2的全部繞組。因此，不會(huì)像中心抽頭推挽型那樣， 每半循環(huán)產(chǎn)生空閑(free)繞組。也就是說，不需要考慮Pla、Plb間的漏電感、以及P2a和 P2b間的漏電感，因此，不會(huì)在換相時(shí)發(fā)生浪涌電壓。因此，不需要以防止浪涌電壓為目的， 使Pla和Plb之間、P2a和P2b之間、Pl和P2之間緊密耦合。此外，從電源V對(duì)電容器Cl、 C2，總是經(jīng)由第1 一次繞組Pl和第2 —次繞組P2流過充電電流0. 5Ii。在該充電時(shí)，由于 這些繞組PI、P2間的漏電感作為除去波動(dòng)成分的濾波器而發(fā)揮作用，所以從電源V供給的 電流Ii是連續(xù)的直流。因此，作為電源V，能夠使用不耐波動(dòng)成分(波動(dòng)導(dǎo)致壽命特性變 差)的電池、例如燃料電池。再有，第1 一次繞組Pl和二次繞組S的耦合、以及第2—次繞 組P2和二次繞組S的耦合由于需要使分流平衡，所以必須是對(duì)稱的。圖5是為了參考，表示全橋型、半橋型、中心抽頭推挽型、電流平衡推挽型的各逆 變電路的概念圖。如上述說明的那樣，在電流平衡推挽型逆變電路中，開關(guān)元件是2個(gè)即可，流入各 開關(guān)元件的電流與半橋型相比是二分之一即可，此外，還有不對(duì)開關(guān)元件施加過大的浪涌 電壓的優(yōu)點(diǎn)。因此，作為電源V，能夠使用不耐波動(dòng)成分(波動(dòng)導(dǎo)致壽命特性變差)的電池、 例如燃料電池。接著，表示本發(fā)明的第1實(shí)施方式的DC-DC變流電路。圖6是同DC-DC變流電路的電路圖。圖7是時(shí)間圖。該變流電路具備電流平衡推挽型逆變電路INV ；對(duì)該逆變電路INV的交流輸出進(jìn) 行整流并輸入到負(fù)載的輸出電路OUT ；第1再生緩沖電路Sm ；以及第2再生緩沖電路SN2。逆變電路INV與圖2或圖3所示的電路相同(在圖6和圖3中，電容器Cl和C2的 表示位置彼此相反)。在逆變電路INV的第1開關(guān)元件Sl連接有第1再生緩沖電路SN1， 在第2開關(guān)元件S2連接有第2再生緩沖電路SN2。再有，在第1開關(guān)元件Si、第2開關(guān)元 件S2中，使用半導(dǎo)體開關(guān)元件，例如IGBT、MOS-FET等。輸出電路OUT以在變壓器T的二次繞組S連接的整流用二極管D13 D16、和平滑 用的電抗器L5及電容器C7構(gòu)成，在輸出電路OUT連接有負(fù)載&。第1再生緩沖電路Sm具備與開關(guān)元件Sl反并聯(lián)連接的第1續(xù)流二極管D1、和 與開關(guān)元件Sl并聯(lián)連接的第1緩沖電路。第1緩沖電路包含第1緩沖二極管D3、第1緩
8沖電容器C3、和第2緩沖電容器C5的串聯(lián)電路。此外，第1再生緩沖電路sm具備第1再 生電路，其連接于上述第1緩沖電路，由第1再生部和第2再生部構(gòu)成。第1再生電路中包含的第1再生部，連接在作為第1電壓源的電容器Cl的正極側(cè) 和緩沖電容器C3之間。即，第1再生部具備充電阻止用的再生二極管D5、諧振電抗器Li、 和電壓提升繞組S3的串聯(lián)電路。諧振電抗器Ll在再生時(shí)與電容器C3諧振，電壓提升繞組 S3對(duì)輸出變壓器S的一次側(cè)電壓進(jìn)行變壓并輸出規(guī)定電壓。電壓提升繞組S3的繞組數(shù)，如 后述那樣，以在將作為第1電壓源的電容器Cl的電位作為E時(shí)上述規(guī)定電壓成為0. 5E的 方式設(shè)定。第2再生部具備充電阻止用的再生二管D7、諧振電抗器L2、和電壓提升繞組S4 的串聯(lián)電路。諧振電抗器L2在再生時(shí)與電容器C5諧振，電壓提升繞組S4對(duì)輸出變壓器S 的一次側(cè)電壓進(jìn)行變壓并輸出規(guī)定電壓。第2再生緩沖電路SN2具備與第1再生緩沖電路Sm對(duì)稱的電路結(jié)構(gòu)。S卩，第2再生緩沖電路SN2具備與開關(guān)元件S2反并聯(lián)連接的第2續(xù)流二極管D2、 和與開關(guān)元件S2并聯(lián)連接的第2緩沖電路。第2緩沖電路包含第2緩沖二極管D4、第3 緩沖電容器C4、和第4緩沖電容器C6的串聯(lián)電路。此外，第2再生緩沖電路SN2具備第2 再生電路，其連接于上述第2緩沖電路，由第3再生部和第4再生部構(gòu)成。在第2再生電路中包含的第3再生部，連接在作為第2電壓源的電容器C2的正極 側(cè)和緩沖電容器C4之間。即，第3再生部具備充電阻止用的再生二極管D6、諧振電抗器 L3、和電壓提升繞組S5的串聯(lián)電路。諧振電抗器L3在再生時(shí)與電容器C4諧振，電壓提升 繞組S5對(duì)輸出變壓器S的一次側(cè)電壓進(jìn)行變壓并輸出規(guī)定電壓。電壓提升繞組S5的繞組 數(shù)與電壓提升繞組S3、S4同樣地，以所述規(guī)定電壓成為0. 5E的方式設(shè)定。第4再生部具備充電阻止用的再生二管D8、諧振電抗器L4、和電壓提升繞組S6 的串聯(lián)電路。諧振電抗器L4在再生時(shí)與電容器C6諧振，電壓提升繞組S6對(duì)輸出變壓器S 的一次側(cè)電壓進(jìn)行變壓并輸出規(guī)定電壓。在以上的第1再生緩沖電路Sm中，諧振電抗器Ll和諧振電抗器L2構(gòu)成本發(fā)明 的第1諧振部。此外，以電壓提升繞組S3和電壓提升繞組S4構(gòu)成本發(fā)明的第1電壓提升 部。此外，在第2再生緩沖電路SN2中，諧振電抗器L3和諧振電抗器L4構(gòu)成本發(fā)明的 第2諧振部。此外，以電壓提升繞組S5和電壓提升繞組S6構(gòu)成本發(fā)明的第2電壓提升部。變流電路還具備控制部CT，該控制部CT生成用于對(duì)開關(guān)元件Si、S2進(jìn)行導(dǎo)通截 止控制的柵極信號(hào)G1、G2。柵極信號(hào)G1、G2分別被供給到開關(guān)元件Si、S2的柵極端子。接著，參照?qǐng)D7說明工作。說明在第ι再生緩沖電路sm中包含的第ι緩沖電路和第ι再生部的工作。
在to的稍前，通過作為電流源的電抗器L5 (連接于變壓器T的二次側(cè))的作用， 整流用二極管D13 D16變?yōu)槔m(xù)流狀態(tài)。在t0控制信號(hào)Gl導(dǎo)通而開關(guān)元件Sl導(dǎo)通時(shí)，通 過一次繞組Pl (Pla,Plb)、P2 (P2a, Pb)的漏電感的減流作用，流過開關(guān)元件Sl的電流Ice以 一定的傾斜直線地增加。因此，切換工作成為ZCS (Zero Current Switching，零電流切換) 工作。 此外，在開關(guān)元件Sl在t3截止時(shí)，緩沖電容器C3以上述漏電感的蓄積能量而被漸漸地充電。緩沖電容器C3的充電電位VC3的變化，是在充電期間的后半部分中由于上述 漏電感和緩沖電容器C3的諧振系統(tǒng)而導(dǎo)致的，最終被箝位到E(將電容器Cl的電位作為 E)。再有，通過對(duì)該緩沖電容器C3和第2再生部的緩沖電容器C5的串聯(lián)電路施加2E，結(jié)果 電容器C3的充電電位被箝位到E。因此，防止浪涌電壓施加到開關(guān)元件Si，開關(guān)元件Sl的 兩端電壓VeE如圖7(C)那樣，從t3起漸漸地上升。因此，切換工作成為ZVS(Zerc) Voltage Switching)工作。開關(guān)元件Sl截止時(shí)，充電到緩沖電容器C3的電荷不會(huì)如現(xiàn)有的電路那樣在緩沖 電阻而被消耗，接著在開關(guān)元件Sl導(dǎo)通時(shí)的tl-t2再生到作為第1電壓源的電容器Cl。即， 緩沖電容器C3的充電電荷通過由充電阻止用的再生二極管D5、諧振電抗器Li、電壓提升繞 組S3的串聯(lián)電路構(gòu)成的第1再生部，再生到電容器Cl。詳細(xì)如下所述。當(dāng)開關(guān)元件Sl導(dǎo)通時(shí)，電壓提升繞組S3的電位0. 5E提升到緩沖電容器C3的充 電電位E。由此，充電到E的緩沖電容器C3的充電電荷通過緩沖電容器C3和諧振電抗部 Ll的諧振電路再生到電容器Cl。圖8是緩沖電容器C3的充電電荷通過第1再生部而被再生時(shí)的等價(jià)電路。上述等價(jià)電路的電壓方程式如式1所示。Ll(dif/dt) + (l/C3) f if · dt = Ll (d2q/dt2) + (1/C3) q = 0. 5E · · · (式 1)式(1)是二階線性常微分方程式，其解如下所示。if (t2-tl) = (0. 5E/Zf)Sin(0ft.....(式 2)VC3(t2-tl) = 0. 5E(l+Coscoft).....(式 3)VLl(t2-tl) = 0· 5E · Cos ω ft......(式 4)其中，Zf=W(Ll/C3)(特性阻抗)a)f=l/V"(Ll/C3)(角頻率)再有，通過充電阻止用的再生二極管D5，僅在tl-t2的期間流過再生電流if。當(dāng) 圖示式⑵ 式(4)時(shí)，成為圖9那樣。這樣，通過電壓提升繞組S3，將緩沖電容器C3的充電電位E提升到E+0. 5E，從而 在t2中電位VC3變?yōu)榱?，由此在tl-t2中，能夠?qū)⒕彌_電容器C3的充電電荷全部再生到電 容器Cl。關(guān)于第2再生部，也與上述第1再生部進(jìn)行同樣的工作，緩沖電容器C5的充電電 荷在t2全部被再生到電容器C2。此外，在第2再生緩沖電路SN2中，也與上述第1再生緩沖電路Sm進(jìn)行同樣的工作。像這樣，緩沖電容器C3、C5、C4、C6的充電電荷不像現(xiàn)有的緩沖電路那樣在緩沖電 阻被消耗，而再生到電容器C1、C2，因此能夠提高逆變電路的效率。再有，諧振電抗器Ll L4能夠被一次繞組Pl (Pla，Plb)、P2 (P2a, P2b)和電壓提升繞組S3 S6間的漏電感代替使用。接著，表示本發(fā)明的第2實(shí)施方式。圖10是表示使用變形了的電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC變流電路的電路圖。
10
圖10的電路與圖6的電路的不同之處如下所述。(Al)使用了圖1所示的結(jié)構(gòu)的電流平衡推挽型逆變電路。即，代替成為電壓源的 電容器Cl、C2，使用了第1電壓Vl和第2電源V2。此外，在一次繞組僅設(shè)置有第1的一次 繞組P。再有，在該例子中，圖示的一次繞組P對(duì)應(yīng)于本發(fā)明的第1 一次繞組Pl (因此，一次 繞組P連接于電壓源VI、V2的負(fù)極側(cè))。在該電路中，不需要在一次繞組設(shè)置中心抽頭，此外，一次繞組是1個(gè)繞組即可。接著，表示本發(fā)明的第3實(shí)施方式。圖11是表示使用變形了的電流平衡推挽型逆變電路的DC-DC變流電路的電路圖。圖11的電路與圖6的電路的不同之處如下所述。(Bi)代替成為電壓源的電容器C2，使用了電源V。(B2)除去了一次繞組P1、P2的中心抽頭。在該電路中，不需要在一次繞組設(shè)置中心抽頭，此外，電源是1個(gè)即可。在上述任一個(gè)實(shí)施方式中，工作與圖6所示的DC-DC變流電路相同。接著，參照?qǐng)D12說明在以上的實(shí)施方式中使用的變壓器T的結(jié)構(gòu)。變壓器T將鐵芯1作為中心，從內(nèi)側(cè)起依次同芯狀地配置有一次繞組P(P1，P2)的 一半、二次繞組S的一半、電壓提升繞組S3、S4、電壓提升繞組S5、S6、二次繞組S的一半、 一次繞組P(P1，P2)的一半。通過該配置結(jié)構(gòu)，電壓提升繞組S3 S6不受一次繞組P(P1， P2)和二次繞組S之間的漏磁通的影響。S卩，在開關(guān)元件Sl截止的時(shí)刻t3，在一次繞組P (PI，P2)中產(chǎn)生該一次繞組和二次 繞組間的漏電感導(dǎo)致的諧振電壓?？墒?，在整流用二極管D13 D16—起導(dǎo)通的續(xù)流期間 (圖7的t3-t5，或t4-t6)中，由于二次繞組S短路，所以在該期間中，與二次繞組S緊密耦 合的電壓提升繞組S3 S6被強(qiáng)制磁化。因此，上述諧振電壓不傳遞到電壓提升繞組S3 S6。結(jié)果，緩沖電容器C3 C6不再不必要地被充放電，能夠進(jìn)行良好的ZVS工作。
1權(quán)利要求
一種DC DC變流電路，具備第1開關(guān)元件S1；第2開關(guān)元件S2；輸出變壓器T，其具備第1一次繞組P1，在所述第1開關(guān)元件S1和所述第2開關(guān)元件S2之間串聯(lián)連接，還具備二次繞組，用于獲得輸出電壓；平滑電路，對(duì)所述輸出電壓進(jìn)行整流平滑；第1電壓源，連接在所述第1一次繞組連接于所述第2開關(guān)元件S2的第1連接點(diǎn)、和所述第1開關(guān)元件S1之間，經(jīng)由所述第1一次繞組P1對(duì)所述第1開關(guān)元件S1施加電壓；第2電壓源，連接在所述第1一次繞組連接于所述第1開關(guān)元件S1的第2連接點(diǎn)、和所述第2開關(guān)元件S2之間，經(jīng)由所述第1一次繞組對(duì)所述第2開關(guān)元件S2施加電壓；控制部，使所述第1開關(guān)元件S1和所述第2開關(guān)元件S2交替地導(dǎo)通截止；第1續(xù)流二極管，與所述第1開關(guān)元件S1反并聯(lián)連接；第1緩沖電路，與所述第1開關(guān)元件S1并聯(lián)連接，包含第1緩沖電容器、第1緩沖二極管、和第2緩沖電容器的串聯(lián)電路；第2續(xù)流二極管，與所述第2開關(guān)元件S2反并聯(lián)連接；第2緩沖電路，與所述第2開關(guān)元件S2并聯(lián)連接，包含第3緩沖電容器、第2緩沖二極管、和第4緩沖電容器的串聯(lián)電路；第1再生電路，在所述第1電壓源及所述第2電壓源、和所述第1緩沖電路間連接，在再生時(shí)，將所述第1緩沖電容器及所述第2緩沖電容器的充電電荷再生到所述第1電壓源和所述第2電壓源；以及第2再生電路，在所述第1電壓源及所述第2電壓源、和所述第2緩沖電路間連接，在再生時(shí)，將所述第3緩沖電容器及所述第4緩沖電容器的充電電荷再生到所述第1電壓源和所述第2電壓源，所述第1再生電路包含第1諧振部，在再生時(shí)與所述第1緩沖電容器及所述第2緩沖電容器諧振；以及第1電壓提升部，與該第1諧振部串聯(lián)連接，輸出將所述輸出變壓器的一次側(cè)電壓變壓后的規(guī)定電壓，所述第2再生電路包含第2諧振部，在再生時(shí)與所述第3緩沖電容器及所述第4緩沖電容器諧振；以及第2電壓提升部，與該第2諧振部串聯(lián)連接，輸出將所述輸出變壓器的一次側(cè)電壓變壓后的規(guī)定電壓。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變流電路，其中，所述第1諧振部構(gòu)成為包括第1諧振電抗器，在再生時(shí)與所述第1緩沖電容器諧振； 以及第2諧振電抗器，在再生時(shí)與所述第2緩沖電容器諧振，所述第1電壓提升部構(gòu)成為包括第1電壓提升繞組，與所述第1諧振電抗器串聯(lián)連 接；以及第2電壓提升繞組，與所述第2諧振電抗器串聯(lián)連接，所述第2諧振部構(gòu)成為包括第3諧振電抗器，在再生時(shí)與所述第3緩沖電容器諧振； 以及第4諧振電抗器，在再生時(shí)與所述第4緩沖電容器諧振，所述第2電壓提升部構(gòu)成為包括第3電壓提升繞組，與所述第3諧振電抗器串聯(lián)連 接；以及第4電壓提升繞組，與所述第4諧振電抗器串聯(lián)連接。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變流電路，其中，所述第1電壓源以第1電源構(gòu)成，所述第2電壓源以第2電源構(gòu)成。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變流電路，其中，所述第1電壓源以第1電壓源電容器構(gòu)成，所述第2電壓源以第2電壓源電容器構(gòu)成，所述輸出變壓器具備第2 —次繞組P2，以所述第1電壓源和所述第2電壓源為基準(zhǔn)， 在與所述第1 一次繞組相向的位置，在所述第1開關(guān)元件Sl和所述第2開關(guān)元件S2之間 串聯(lián)連接，還具備電源，在所述第1 一次繞組Pl和所述第2 —次繞組P2的中心抽頭之間連接， 對(duì)所述第1電壓源電容器和所述第2電壓源電容器經(jīng)由所述第1 一次繞組Pl和所述第2 一次繞組P2供給能量。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的DC-DC變流電路，其中，所述第1電壓源以電源構(gòu)成，所述第2電壓源以第2電壓源電容器構(gòu)成，所述輸出變壓器具備第2 —次繞組P2，以所述電源和所述第2電壓源電容器為基準(zhǔn)， 在與所述第1 一次繞組相向的位置，在所述第1開關(guān)元件Sl和所述第2開關(guān)元件S2之間 串聯(lián)連接。
全文摘要
本發(fā)明涉及DC-DC變流電路。逆變電路具備2個(gè)開關(guān)元件，被交替地導(dǎo)通截止；第1一次繞組P1，在這些開關(guān)元件之間串聯(lián)連接，還具備輸出變壓器，其具備用于獲得輸出電壓的二次繞組。逆變電路還具備第1電壓源和第2電壓源。第1電壓源連接在第1一次繞組連接于所述第2開關(guān)元件的第1連接點(diǎn)、和第1開關(guān)元件之間，經(jīng)由第1一次繞組對(duì)所述第1開關(guān)元件施加電壓。第2電壓源連接在第1一次繞組連接于第1開關(guān)元件的第2連接點(diǎn)、和第2開關(guān)元件之間，經(jīng)由第1一次繞組對(duì)所述第2開關(guān)元件施加電壓。逆變電路還具備再生緩沖電路，用于再生緩沖電容器的充電電荷。再生緩沖電路具備再生電路，其包含將輸出變壓器的一次側(cè)電壓變壓到規(guī)定電壓并輸出的電壓提升部。
文檔編號(hào)H02M7/519GK101983474SQ20098011195
公開日2011年3月2日 申請(qǐng)日期2009年1月30日 優(yōu)先權(quán)日2009年1月30日
發(fā)明者山村聰史, 森本健次, 勝島肇, 藤吉敏一 申請(qǐng)人:株式會(huì)社三社電機(jī)制作所