本發(fā)明涉及用于接收和處理帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)的方法和裝置，并且更具體而言，涉及用于減少來(lái)自相鄰無(wú)線電信道中的FM信號(hào)的干擾的影響的方法和裝置。

背景技術(shù)：

iBiquity Digital公司的HD Radio^TM系統(tǒng)被設(shè)計(jì)為允許從當(dāng)前模擬幅度調(diào)制(AM)和頻率調(diào)制(FM)無(wú)線電到完全數(shù)字帶內(nèi)同頻(IBOC)系統(tǒng)的平滑演進(jìn)。這種系統(tǒng)將數(shù)字音頻和數(shù)據(jù)服務(wù)從現(xiàn)有中頻(MF)和極高頻(VHF)無(wú)線電頻帶中的地面發(fā)送機(jī)交付到移動(dòng)的、便攜式的和固定的接收機(jī)。

IBOC信號(hào)可以以包括與多個(gè)數(shù)字調(diào)制子載波組合的模擬調(diào)制載波的混合格式或者以其中不使用模擬調(diào)制載波的全數(shù)字格式被發(fā)送。利用混合格式，廣播公司可以繼續(xù)與更高質(zhì)量且更健壯的數(shù)字信號(hào)一起同時(shí)發(fā)送模擬AM和FM，從而允許他們自己和他們的收聽(tīng)者從模擬轉(zhuǎn)換到數(shù)字無(wú)線電，同時(shí)維持他們當(dāng)前的頻率分配。IBOC混合和全數(shù)字波形在美國(guó)專利No.7,933,368中描述，該專利通過(guò)引用被結(jié)合于此。

來(lái)自相鄰無(wú)線電信道的信號(hào)會(huì)干擾混合IBOC信號(hào)的數(shù)字調(diào)制載波。第一相鄰抵消器(FAC)技術(shù)可被用來(lái)減輕第一相鄰FM干擾對(duì)FM廣播頻帶中HD無(wú)線電信號(hào)的數(shù)字邊帶的影響。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

在本發(fā)明的一方面中，一種用于處理無(wú)線電信號(hào)的方法包括：接收FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)，該FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)包括在上部邊帶和下部邊帶中的多個(gè)數(shù)字調(diào)制子載波；采樣FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)以產(chǎn)生輸入信號(hào)，該輸入信號(hào)包括上部邊帶和下部邊帶中期望的一個(gè)與FM干擾的組合的復(fù)數(shù)字樣本；通過(guò)陷波濾波從第一信號(hào)中除去FM干擾分量以產(chǎn)生陷波濾波信號(hào)；對(duì)陷波濾波信號(hào)進(jìn)行加權(quán)以產(chǎn)生加權(quán)的陷波濾波信號(hào)；利用參數(shù)濾波器對(duì)輸入信號(hào)濾波以產(chǎn)生參數(shù)濾波的輸入信號(hào)；及組合加權(quán)的陷波濾波信號(hào)和參數(shù)濾波的輸入信號(hào)以產(chǎn)生輸出信號(hào)。

在本發(fā)明的另一方面中，一種無(wú)線電接收機(jī)包括：輸入端，接收原始的FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)，該FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)包括在上部邊帶和下部邊帶中的多個(gè)數(shù)字調(diào)制子載波；及處理電路系統(tǒng)，用于采樣FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)以產(chǎn)生輸入信號(hào)，該輸入信號(hào)包括上部邊帶和下部邊帶中期望的一個(gè)與FM干擾的組合的復(fù)數(shù)字樣本，通過(guò)陷波濾波從第一信號(hào)中除去FM干擾分量以產(chǎn)生陷波濾波信號(hào)，對(duì)陷波濾波信號(hào)進(jìn)行加權(quán)以產(chǎn)生加權(quán)的陷波濾波信號(hào)，利用參數(shù)濾波器對(duì)輸入信號(hào)濾波以產(chǎn)生參數(shù)濾波的輸入信號(hào)，及組合加權(quán)的陷波濾波信號(hào)和參數(shù)濾波的輸入信號(hào)以產(chǎn)生輸出信號(hào)。

附圖說(shuō)明

圖1是混合的FM IBOC信號(hào)和兩個(gè)相鄰信道信號(hào)的示意圖。

圖2是FM IBOC接收機(jī)的簡(jiǎn)化功能框圖。

圖3是隔離濾波器的功能框圖。

圖4是示出朝DC頻移的上部和下部邊帶信號(hào)的曲線圖。

圖5是第一相鄰抵消器的功能框圖。

圖6是具有參數(shù)(parametric)FAC混合濾波器的隔離濾波器的功能框圖。

圖7是用于按4抽取(decimate-by-4)采樣率的另一第一相鄰抵消器的功能框圖。

圖8是用于按4抽取采樣率的另一第一相鄰抵消器的功能框圖。

圖9是示出最大比率組合以混合經(jīng)第一相鄰抵消器處理的信號(hào)和旁路信號(hào)的功能框圖。

具體實(shí)施方式

以下描述描述了通過(guò)對(duì)原始輸入信號(hào)的至少一部分和FAC處理后的信號(hào)的混合進(jìn)行加權(quán)來(lái)提供改進(jìn)的第一相鄰抵消器(FAC)性能的方法和裝置的各種實(shí)施例。

第一相鄰抵消器減輕了第一相鄰模擬FM干擾對(duì)IBOC信號(hào)的頻譜一致的主數(shù)字邊帶的影響。IBOC信號(hào)的第一相鄰模擬部分和數(shù)字調(diào)制部分的潛在頻譜重疊在圖1中示出。圖1是從這個(gè)中心頻率f_o橫跨大約±200kHz的第一信道12中混合FM IBOC信號(hào)10的示意圖。信號(hào)10包括模擬調(diào)制載波14以及在下部和上部主邊帶16和18(在本描述中也被稱為數(shù)字邊帶)中的多個(gè)數(shù)字調(diào)制子載波。每個(gè)邊帶包括利用正交頻分調(diào)制被數(shù)字信號(hào)調(diào)制的多個(gè)子載波。下部和上部相鄰信道的中心位于相對(duì)于信道12的中心的-200kHz和+200kHz處。圖1示出了中心位于離信道12的中心-200kHz處的下部第一相鄰模擬FM干擾20和中心位于離信道12的中心+200kHz處的上部第一相鄰模擬FM干擾22。下部第一相鄰模擬FM干擾20與下部主數(shù)字邊帶的至少一部分重疊并且干擾那個(gè)邊帶的子載波。類似地，上部第一相鄰模擬FM干擾22與上部主數(shù)字邊帶的至少一部分重疊并且干擾那個(gè)邊帶的子載波。

附加的IBOC DAB混合和全數(shù)字波形在美國(guó)專利No.7,933,368中描述，該專利通過(guò)引用被結(jié)合于此。雖然圖1中的模擬調(diào)制信號(hào)的FM頻譜被示為三角形，但本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到，這些頻譜更準(zhǔn)確地被表征為鐘形。

圖2是FM IBOC接收機(jī)100的簡(jiǎn)化功能框圖，其示出了在美國(guó)專利No.7,221,917中描述的接收機(jī)的部分。天線102充當(dāng)用于接收帶內(nèi)同頻數(shù)字音頻廣播信號(hào)的手段，該帶內(nèi)同頻數(shù)字音頻廣播信號(hào)包括形式為模擬調(diào)制FM載波的感興趣的信號(hào)和位于相對(duì)于該模擬調(diào)制FM載波的上部和下部邊帶中的多個(gè)OFDM數(shù)字調(diào)制子載波。接收機(jī)包括根據(jù)眾所周知的技術(shù)構(gòu)造的前端電路104。線路106上來(lái)自該前端的信號(hào)在混頻器108中與線路110上來(lái)自局部振蕩器112的信號(hào)混合，以在線路114上產(chǎn)生中頻(IF)信號(hào)。IF信號(hào)通過(guò)帶通濾波器116，然后被模數(shù)轉(zhuǎn)換器118數(shù)字化。數(shù)字下變頻器120產(chǎn)生復(fù)合信號(hào)的同相和正交的基帶分量。然后，該復(fù)合信號(hào)被FM隔離濾波器122分離成線路124上的模擬FM分量以及線路126和128上的上部和下部邊帶分量。模擬FM立體聲信號(hào)被數(shù)字解調(diào)和解復(fù)用，如方框130中所示，以在線路132上產(chǎn)生經(jīng)采樣的立體聲音頻信號(hào)。

上部和下部邊帶最初在隔離濾波器之后被分開(kāi)處理。如方框134和136所示，線路126上的基帶上部邊帶信號(hào)和線路128上的基帶下部邊帶信號(hào)被第一相鄰抵消器分開(kāi)處理，以減少第一相鄰干擾的影響。在線路138和140上得到的信號(hào)被解調(diào)，如方框142和144中所示。在解調(diào)之后，上部和下部邊帶被組合，用于在解幀器146中的隨后處理和解幀。接下來(lái)，信號(hào)被FEC解碼和解交織，如方框148所示。音頻解碼器150恢復(fù)音頻信號(hào)。然后線路152上的音頻信號(hào)被延遲，如方框154中所示，使得線路156上的立體聲信號(hào)與線路132上的經(jīng)采樣的模擬FM立體聲信號(hào)同步。然后，立體聲信號(hào)和經(jīng)采樣的模擬FM立體聲信號(hào)被混合，如方框158中所示，以在線路160上產(chǎn)生混合的音頻信號(hào)。

在本發(fā)明的一方面中，F(xiàn)AC中的改進(jìn)是利用由期望的數(shù)字邊帶與FM干擾的估計(jì)的相對(duì)水平控制的參數(shù)濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)的。濾波器被頻率成形，使得在第一相鄰FM干擾的中心(即，+200kHz)附近的數(shù)字子載波比內(nèi)部子載波(更接近+100kHz)被抑制得更多。這適應(yīng)相鄰信道FM干擾的頻率相關(guān)干擾特性，其中更像鐘形的干擾功率頻譜密度集中在干擾的中心頻率附近。此外，與先前的實(shí)現(xiàn)相比，這種實(shí)現(xiàn)通過(guò)向量化一些操作提高了簡(jiǎn)單性和效率。如下所述，用非遞歸濾波器(即，F(xiàn)IR向量求和)代替先前FAC實(shí)現(xiàn)的遞歸IIR濾波器允許數(shù)字信號(hào)處理器中更有效的實(shí)現(xiàn)。

在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，第一相鄰抵消器嵌在接收機(jī)的隔離濾波器部分內(nèi)。圖3是具有用于分離上部和下部數(shù)字邊帶的隔離濾波器的HD無(wú)線電接收機(jī)的一部分的高級(jí)框圖。隔離濾波器將上部和下部主數(shù)字邊帶與模擬FM信號(hào)(在混合IBOC波形中)或次級(jí)數(shù)字子載波(在全數(shù)字IBOC波形中)分離。這種分離允許以較低速率采樣模擬FM信號(hào)和數(shù)字邊帶，以用于隨后的高效處理，并且使得能夠?qū)θ我粩?shù)字邊帶進(jìn)行獨(dú)立的信號(hào)獲取和FAC處理。在圖3中，所有信號(hào)都是復(fù)數(shù)的。

在圖3的例子中，處于744.1875ksps采樣率的輸入信號(hào)在線路170上提供。半四分之一FIR濾波器(Halfquarter FIR filter)172濾波輸入信號(hào)的模擬調(diào)制部分，以產(chǎn)生在組合器174從如方框176中所示的已被延遲的輸入信號(hào)中被減去的FM輸出。這在線路178上產(chǎn)生表示所接收的IBOC信號(hào)的數(shù)字調(diào)制子載波上的信號(hào)。開(kāi)關(guān)180將數(shù)字輸入信號(hào)或經(jīng)濾波的FM信號(hào)連接到半頻帶FIR濾波器182，以在線路184上產(chǎn)生次級(jí)全數(shù)字信號(hào)，并在線路186上產(chǎn)生經(jīng)采樣的FM信號(hào)。

線路178上的信號(hào)被分離成上部和下部數(shù)字邊帶信號(hào)，如由Hilbert FIR濾波器188、按2抽取方框190、延遲192和194以及組合器196所示。上部數(shù)字邊帶信號(hào)被頻移，如由乘法器198所示，并被傳遞到上部邊帶第一相鄰抵消器200。下部數(shù)字邊帶信號(hào)被頻移，如由乘法器202所示，并被傳遞到下部邊帶第一相鄰抵消器204。

在第一相鄰抵消之后，上部和下部邊帶信號(hào)分別通過(guò)半頻帶FIR濾波器206和208，以在線路210上產(chǎn)生上部邊帶信號(hào)，并在線路212上產(chǎn)生下部邊帶信號(hào)。上部邊帶預(yù)獲取濾波器214和下部邊帶預(yù)獲取濾波器216也被包括在內(nèi)。

在圖3的例子中，圖3的隔離濾波器以大約372kHz的復(fù)采樣率操作，并且獨(dú)立地處理上部和下部主數(shù)字邊帶。復(fù)基帶數(shù)字樣本以每秒744187.5個(gè)樣本的速率從典型的IBOC HD無(wú)線電接收機(jī)調(diào)諧器模塊被輸入到隔離濾波器。輸入信號(hào)在具有以744.1875kHz復(fù)采樣率采樣的數(shù)字輸出的HD無(wú)線電調(diào)諧器模塊中生成，并且可以從FM模擬、FM混合或FM全數(shù)字信號(hào)導(dǎo)出。輸入通帶應(yīng)當(dāng)在中心頻率的任一側(cè)橫跨大約±275kHz，以適應(yīng)FAC處理。

主邊帶隔離濾波器應(yīng)當(dāng)具有與通帶特性一致的線性相位和最小輸出采樣率。為了適應(yīng)擴(kuò)充的主邊帶中的數(shù)字子載波，以及FAC處理，上部和下部邊帶應(yīng)當(dāng)各自具有位于離中心頻率100kHz和270kHz之間的通帶。這種濾波器可以利用2級(jí)按4抽取輸出采樣率(186.046875ksps)來(lái)設(shè)計(jì)。FAC處理以372ksps在濾波器級(jí)之間執(zhí)行，以減輕FAC引起的噪聲樣FAC偽像的混疊。

圖3示出Hilbert濾波器的輸出采樣率是輸入采樣率的一半。這種按2抽取導(dǎo)致USB和LSB數(shù)字邊帶信號(hào)的高效濾波。結(jié)果得到的混疊對(duì)數(shù)字子載波幾乎沒(méi)有影響。此外，濾波器輸出頻率跨度在抽取后超過(guò)+186kHz。由于數(shù)字邊帶在任一端橫跨大約100kHz至200kHz，因此每一端的14kHz(200-186kHz)被混疊到濾波器頻率跨度的相對(duì)端。

為了后續(xù)處理，期望將邊帶中心置于dc附近。因此，在FAC處理之前，頻移被應(yīng)用于邊帶。在一個(gè)例子中，被隔離的USB被頻移采樣率的3/8或-139.5kHz，并且被隔離的LSB被頻移+139.5kHz。這對(duì)于USB將潛在的第一相鄰干擾移位到60.5kHz并且對(duì)于LSB移位到-60.5kHz。頻移通過(guò)允許隨后的對(duì)稱(真實(shí))半頻帶和四分之一頻帶濾波來(lái)降低復(fù)雜性。

在實(shí)踐當(dāng)中，頻移可以通過(guò)按混合輸入U(xiǎn)SB來(lái)實(shí)現(xiàn)。以類似的方式，輸入LSB按被頻移。這種頻移允許將復(fù)相量存儲(chǔ)在循環(huán)查找表中，每個(gè)周期僅具有八個(gè)復(fù)系數(shù)。頻移后的FAC輸入在圖4中示出，其中USB是曲線250，并且LSB是曲線252。

FAC處理之后是按2抽取的半頻帶濾波器。這導(dǎo)致處于186ksps的USB和LSB輸出。由于USB頻率被頻移了-139.5kHz，并且LSB頻率被頻移了+139.5kHz，因此結(jié)果產(chǎn)生的數(shù)字邊帶信號(hào)中心在dc附近。

FAC實(shí)現(xiàn)

FAC的功能框圖在圖5中示出。線路300上的輸入信號(hào)被假設(shè)為IBOC信號(hào)的數(shù)字邊帶之一(也被稱為期望的邊帶)、第一相鄰FM干擾和噪聲的組合。相同的FAC被分開(kāi)應(yīng)用于每個(gè)數(shù)字邊帶。

FAC技術(shù)產(chǎn)生跨整個(gè)信號(hào)帶寬擴(kuò)展噪聲的偽像。為了防止交替(alternate)邊帶的損壞，上部和下部主邊帶被分開(kāi)處理。此外，F(xiàn)AC偽像對(duì)頻譜一致的主數(shù)字邊帶引入顯著的干擾。

第一相鄰抵消是通過(guò)利用動(dòng)態(tài)陷波濾波器有效地跟蹤和拒絕瞬時(shí)FM載波來(lái)完成的。模擬FM信號(hào)的瞬時(shí)載波頻率隨時(shí)間變化。為了簡(jiǎn)化FM干擾的濾波，其瞬時(shí)載波通過(guò)幅度(MAG)操作302被混合(下變頻)到dc，以產(chǎn)生表示輸入信號(hào)的幅度的第一信號(hào)。這允許使用dc陷波濾波器304、306去除FM干擾，其中方框304產(chǎn)生表示第一信號(hào)的均值幅度的第二信號(hào)。方框306從第一信號(hào)中減去第二信號(hào)，以產(chǎn)生陷波幅度信號(hào)，并且乘法器310將陷波幅度信號(hào)與輸入信號(hào)的規(guī)格化版本組合，以產(chǎn)生陷波濾波信號(hào)。瞬時(shí)FM干擾也被規(guī)格化308，以產(chǎn)生規(guī)格化的輸入信號(hào)(signorm)，由此創(chuàng)建局部振蕩器，用于在下變頻310之前將陷波濾波基帶信號(hào)返回到被輸入信號(hào)占用的頻率。

dc陷波濾波器如下實(shí)現(xiàn)：低通(均值)濾波304隔離瞬時(shí)FM干擾。均值濾波代替以前實(shí)現(xiàn)中的低通IIR濾波器。與遞歸濾波操作相比，這種代替允許更高效的向量處理實(shí)現(xiàn)。然后，從下變頻的幅度信號(hào)中減去306被隔離的干擾。結(jié)果得到的陷波濾波器輸出包括基帶輸入信號(hào)減去提取出的FM干擾。然后，上變頻部件310通過(guò)將陷波濾波信號(hào)(即，signotch)與陷波信號(hào)相乘而將其返回到其原始相位/頻率。

在圖5的例子中，meannotch濾波器312被用來(lái)估計(jì)陷波信號(hào)的剩余部分的幅度。meanmag和meannotch信號(hào)被用來(lái)計(jì)算FM干擾與數(shù)字信號(hào)的幅度之比(ratio)。

由圖5的圖實(shí)現(xiàn)的FAC算法的操作可以如下描述。經(jīng)采樣的輸入信號(hào)可以以振幅(幅度)和相位形式表示為為了方便起見(jiàn)，這些樣本對(duì)包括一個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)間的元素的有限向量加索引。復(fù)合模擬FM干擾加上期望的數(shù)字邊帶信號(hào)可以被進(jìn)一步表示為

其中b_n是FM干擾的幅度，θ_n是FM干擾的瞬時(shí)相位，并且d_n是期望的復(fù)數(shù)字邊帶信號(hào)。附加的噪聲、干擾或衰落在這個(gè)分析中不討論。

假設(shè)通常實(shí)現(xiàn)的采樣率是372kHz，于是輸入向量的大小是1080個(gè)復(fù)樣本，從n＝0...1079。來(lái)自相繼符號(hào)的樣本在相同范圍內(nèi)被重新編號(hào)，但是被相繼處理，同時(shí)在單獨(dú)的處理中對(duì)符號(hào)計(jì)數(shù)保持跟蹤。當(dāng)濾波器脈沖響應(yīng)的跨度擴(kuò)展超出用于適當(dāng)卷積的符號(hào)端點(diǎn)時(shí)，需要來(lái)自相鄰符號(hào)的樣本。在這種情況下，在本描述中為了方便起見(jiàn)，索引為1077、1078和1079的緊接著前面的符號(hào)樣本被重新加索引為例如-3、-2和-1。類似地，接下來(lái)的符號(hào)的第一樣本被加索引1080、1090和1091。

假設(shè)b_n>>|d_n|，使得FM捕獲效果被調(diào)用。假設(shè)信號(hào)幅度在FAC向量處理尺寸(大約一個(gè)符號(hào)，或者在372ksps是1080個(gè)樣本)上稍微恒定。因此，F(xiàn)AC在大多數(shù)情況下不受平坦衰落的影響。但是，當(dāng)估計(jì)陷波濾波器中的FM振幅b時(shí)，頻率選擇性衰落將導(dǎo)致FM到AM偽像。信號(hào)幅度(來(lái)自圖1的sigmag)或|sig_n|被計(jì)算為

由于b_n>>|d_n|，因此下面被截?cái)嗟募?jí)數(shù)展開(kāi)近似是有用的：

此外，F(xiàn)M捕獲效果意味著數(shù)字信號(hào)加FM干擾的相位由FM分量的相位近似，于是，輸入信號(hào)的幅度可以通過(guò)下式近似

mean(sigmag)304，或預(yù)期值E{sigmag}，的目的是估計(jì)FM干擾的幅度加上由于數(shù)字信號(hào)和噪音造成的小偏置。

不相關(guān)的因子的零均值項(xiàng)導(dǎo)致E{[Re{d_n}·cos(φ_n)+Im{d_n}·sin(φ_n)]}＝0。這個(gè)值從輸入信號(hào)幅度中被減去，以形成陷波濾波器輸出。這個(gè)陷波濾波器可被看作跟蹤FM信號(hào)的瞬時(shí)頻率的頻譜陷波，其中

由于FM振幅被假設(shè)為對(duì)于濾波器時(shí)間常數(shù)幾乎是恒定的，因此

此外，具有的項(xiàng)已經(jīng)被假設(shè)為小，并且其預(yù)期值從其中被減去，使得它是可忽略的，因此于是，陷波濾波器的輸出可以通過(guò)下式來(lái)近似

接下來(lái)，陷波濾波器的輸出與輸入信號(hào)的規(guī)格化相量相乘310，以恢復(fù)先前被幅度函數(shù)除去的相位。

下面的三個(gè)三角恒等式可被應(yīng)用于簡(jiǎn)化先前的表達(dá)式：

三角恒等式的代入產(chǎn)生

進(jìn)一步的操縱和簡(jiǎn)化產(chǎn)生

signotch輸出包含數(shù)字信號(hào)項(xiàng)和干擾項(xiàng)。信號(hào)項(xiàng)具有期望數(shù)字邊帶信號(hào)的幅度的一半。干擾項(xiàng)具有相同的幅度，但它通過(guò)FM信號(hào)頻譜的平方在頻率上擴(kuò)展。然后，干擾密度由數(shù)字邊帶頻譜的共軛與FM頻譜的平方的卷積來(lái)確定。這種頻譜擴(kuò)展降低了期望信號(hào)的帶寬中干擾的功率譜密度，此外，干擾頻譜的峰偏離期望的信號(hào)，因?yàn)镕M干擾的中心位于期望的數(shù)字邊帶頻譜的極值邊緣。當(dāng)以372kHz的復(fù)采樣率被采樣時(shí)，這種頻譜擴(kuò)展導(dǎo)致少但可接受數(shù)量的混疊。

雖然信號(hào)頻譜占用可以指示邊帶可以以較低速率(諸如186kHz)被采樣以降低處理需求，但是混疊變大并且尤其是在存在時(shí)降級(jí)內(nèi)部擴(kuò)充的可選OFDM分區(qū)(即，P4和P3邏輯信道)。

FAC混合

第一相鄰抵消器生成降級(jí)期望的主數(shù)字邊帶的偽像。當(dāng)干擾功率相對(duì)于期望數(shù)字邊帶中的功率為高時(shí)，這些偽像被掩蔽，并且FAC處理顯著地改善數(shù)字性能。但是，隨著干擾水平降低，F(xiàn)AC處理的益處減少。在某一點(diǎn)，F(xiàn)AC處理對(duì)期望的數(shù)字邊帶害處大于好處。

依賴于FM干擾的相對(duì)水平，第一相鄰抵消器輸出在FM陷波濾波信號(hào)與參數(shù)濾波的輸入信號(hào)之間混合。這兩個(gè)信號(hào)的相對(duì)比例通過(guò)測(cè)量由陷波濾波器去除的干擾的相對(duì)量來(lái)確定。這種測(cè)量通過(guò)比較在陷波濾波器的輸入端和輸出端存在的能量來(lái)執(zhí)行。因此，隨著干擾的相對(duì)水平增加或減小，陷波濾波信號(hào)分別被平滑地“混合”進(jìn)入或離開(kāi)第一相鄰抵消器輸出。

混合比率(ratio)分量314測(cè)量FM干擾的功率相對(duì)于期望數(shù)字邊帶的功率，并且計(jì)算經(jīng)處理和未經(jīng)處理的信號(hào)的適當(dāng)混合。如圖5中所示，方框304確定陷波幅度信號(hào)的均值，方框314確定陷波幅度信號(hào)的均值與第二信號(hào)之比。方框318利用該比率來(lái)計(jì)算第一和第二混合參數(shù)(k和c)。混合參數(shù)k被用來(lái)產(chǎn)生加權(quán)的陷波濾波信號(hào)。

這個(gè)ratio被計(jì)算為sigmag向量的均值與notchmag向量的元素的絕對(duì)值的均值之比(ratio)。如方框316中所示，然后這個(gè)ratio被用來(lái)計(jì)算一對(duì)混合參數(shù)c和k。

c＝max{0,min[1,5·ratio-0.75]}

k＝2·(1-c)

混合參數(shù)k簡(jiǎn)單地在乘法器318中對(duì)FM-陷波信號(hào)signotch的和進(jìn)行加權(quán)，以產(chǎn)生加權(quán)的陷波濾波信號(hào)?；旌蠀?shù)c被用來(lái)計(jì)算參數(shù)FAC混合濾波器的系數(shù)，其對(duì)未經(jīng)處理的輸入信號(hào)的頻譜進(jìn)行成形。這比以前的技術(shù)更優(yōu)選，在以前的技術(shù)中，對(duì)于非均勻的鐘形FM干擾頻譜，未經(jīng)處理的信號(hào)未被濾波并且未被補(bǔ)償。頻譜被成形以對(duì)未經(jīng)處理的信號(hào)中受FM干擾影響最大的頻譜部分(即，在±200kHz附近)應(yīng)用更多衰減。

當(dāng)ratio指示干擾FM信號(hào)更大時(shí)，參數(shù)濾波器320應(yīng)用更大的衰減。混合參數(shù)c被用作參數(shù)濾波器中的系數(shù)。

目標(biāo)是跨數(shù)字邊帶最大化每個(gè)子載波的信噪比(SNR)。線性相位FIR濾波器利用復(fù)雜的系數(shù)設(shè)計(jì)，這些系數(shù)被經(jīng)驗(yàn)性地確定為近似用于每個(gè)子載波的最大比率組合(MRC)。MRC是其中從陷波處理和濾波的旁路(輸入)信號(hào)與其SNR成比例地組合信號(hào)(在這種情況下是子載波)的技術(shù)。陷波處理和濾波的旁路信號(hào)的SNR都是通過(guò)具有典型FM第一相鄰干擾的模擬來(lái)確定和測(cè)量的。假設(shè)按照4個(gè)樣本的組延遲補(bǔ)償被適當(dāng)?shù)貞?yīng)用，參數(shù)FAC混合濾波器由其以非因果形式的z變換定義。用于USB和LSB濾波器的z變換表達(dá)式是：

HUSB(z,c)＝[c+j·0.25·(1-|2·c-1|)·(z²-z^-2)]²

HLSB(z,c)＝[c-j·0.25·(1-|2·c-1|)·(z²-z^-2)]²。

加權(quán)的陷波濾波信號(hào)和參數(shù)濾波器的輸出(即，參數(shù)濾波器信號(hào))在求和點(diǎn)322中被組合，以在線路324上產(chǎn)生FAC輸出信號(hào)。參數(shù)FAC混合濾波器的頻譜在圖6中示出。對(duì)于這個(gè)圖，USB的頻率譜頻移了+139.5kHz，以示出在從圖3頻移-139.5kHz之前的實(shí)際頻率。因此，數(shù)字邊帶的上邊緣在200kHz附近，而數(shù)字邊帶的下邊緣在100kHz附近，如圖6中所示。圖6示出了對(duì)應(yīng)于在其0.0、0.2、0.4、0.6、0.8和1.0范圍內(nèi)6個(gè)c值的6個(gè)頻譜圖。橫跨大約100kHz至200kHz的數(shù)字邊帶的圖也被示出。當(dāng)c＝0時(shí)，濾波器具有最大衰減(無(wú)信號(hào))，并且當(dāng)c＝1時(shí)沒(méi)有衰減。當(dāng)c在0和1之間時(shí)，頻譜被成形為在200kHz附近的頻率處提供更多衰減。

由于FIR濾波器跨度，F(xiàn)AC參數(shù)混合濾波器需要超出符號(hào)大小向量的任一端的樣本。這可能是不方便的。零值信號(hào)樣本可以被附加到輸入向量的端部，而不是來(lái)自相鄰向量的實(shí)際樣本，以幫助FIR濾波器抽頭的卷積。降級(jí)應(yīng)當(dāng)最小并且當(dāng)FAC不混入時(shí)不存在降級(jí)。

上下文和實(shí)現(xiàn)

當(dāng)FAC算法以372kHz復(fù)采樣率，或者按2抽取，運(yùn)行時(shí)，少但可接受數(shù)量的FAC混疊產(chǎn)生。當(dāng)FAC算法以186kHz復(fù)采樣率，或者按4抽取，運(yùn)行時(shí)，這個(gè)混疊變大并且更有損于P3和P4邏輯信道。因此，對(duì)于按4抽取的186kHz實(shí)現(xiàn)，推薦對(duì)隔離濾波器和FAC算法的一些小的修改。雖然以186kHz(fs/4)操作是不推薦的，但是增強(qiáng)的FAC算法可以在任何時(shí)候以這個(gè)降低的采樣率被啟用，以節(jié)省處理器的吞吐量。

用于按4抽取(186ksps)選項(xiàng)的經(jīng)修改的隔離濾波器的框圖在圖7中示出。就像在圖3的例子中，圖7的隔離濾波器將上部和下部主數(shù)字邊帶與模擬FM信號(hào)(混合波形)或者次級(jí)數(shù)字子載波(全數(shù)字波形)分離。這種分離允許模擬FM信號(hào)和數(shù)字邊帶為了后續(xù)的高效處理而以較低的速率被采樣，并且對(duì)任一數(shù)字邊帶啟用獨(dú)立的信號(hào)獲取和FAC處理。在圖7中，所有的信號(hào)都是復(fù)數(shù)的。

以744.1875ksps的采樣率的輸入信號(hào)在線路370上供給。半四分之一FIR濾波器372濾波輸入信號(hào)的模擬調(diào)制部分，以產(chǎn)生在組合器374處從如方框376中所示的已被延遲的輸入信號(hào)中被減去的FM輸出。這在線路378上產(chǎn)生表示接收到的IBOC信號(hào)的數(shù)字調(diào)制子載波上的信號(hào)的信號(hào)。開(kāi)關(guān)380將數(shù)字輸入信號(hào)或經(jīng)濾波的FM信號(hào)連接到半頻帶FIR濾波器382，以在線路384上產(chǎn)生次級(jí)全數(shù)字信號(hào)并在線路386上產(chǎn)生經(jīng)采樣的FM信號(hào)。

線路378上的信號(hào)被分離成上部和下部數(shù)字邊帶信號(hào)，如由Hilbert FIR濾波器388、按2抽取方框390、延遲392和394以及組合器396所示出的。上部數(shù)字邊帶信號(hào)被頻移，如由乘法器398所示，并被傳遞到USB第一相鄰抵消器400。下部數(shù)字邊帶信號(hào)被頻移，如由乘法器402所示，并被傳遞到LSB第一相鄰抵消器404。

FAC在線路406上輸出上部邊帶信號(hào)并在線路408上輸出下部邊帶信號(hào)。上部邊帶預(yù)獲取濾波器410和下部邊帶預(yù)獲取濾波器412也被包括在內(nèi)。

應(yīng)當(dāng)指出的是，Hilbert FIR現(xiàn)在是按4抽取，使得FAC算法可以以降低的采樣率運(yùn)行。與圖3的fs/2實(shí)現(xiàn)的另一區(qū)別是來(lái)自Hilbert FIR輸出的混疊被頻移了jⁿ。這產(chǎn)生在按2抽取實(shí)現(xiàn)中使用的+139.5kHz的相同凈頻移。

圖8是用于按4抽取操作的FAC的功能框圖。與先前在圖5中所示的相比，對(duì)FAC算法只有兩個(gè)變化。第一個(gè)變化是方框316'中用于FAC混合權(quán)重c的表達(dá)式。

c＝max{0.5,min[1,5·ratio-0.5]}。

第二個(gè)變化是方框320'中參數(shù)FAC混合濾波器抽頭間距從兩個(gè)樣本減小到一個(gè)樣本。

HUSB(z,c)＝[c+j·0.25·(1-|2·c-1)·(z-z^-1)]²

HLSB(z,c)＝[c-j·0.25·(1-|2·c-1)·(z-z^-1)]²

最大比率組合(MRC)技術(shù)可被用來(lái)混合經(jīng)FAC處理的信號(hào)和旁路信號(hào)，從而代替參數(shù)FAC混合濾波器。這種技術(shù)在圖9中示出。信號(hào)向量在線路500上輸入。第一相鄰抵消是通過(guò)利用動(dòng)態(tài)陷波濾波器有效地跟蹤和拒絕瞬時(shí)FM載波來(lái)完成的。模擬FM信號(hào)的瞬時(shí)載波頻率隨時(shí)間變化。為了簡(jiǎn)化FM干擾的濾波，其瞬時(shí)載波通過(guò)幅度(MAG)操作502被混合(下變頻)到dc。這允許使用dc陷波濾波器504、506去除FM干擾。瞬時(shí)FM干擾也被規(guī)格化508，由此創(chuàng)建局部振蕩器，用于將陷波濾波的基帶信號(hào)返回到在下變頻510之前被輸入信號(hào)占據(jù)的頻率。

分離的OFDM解調(diào)器512、514在每條路徑中被使用，從而需要用于附加解調(diào)器的增加的處理能力。對(duì)應(yīng)的加權(quán)和均衡后的位度量將通過(guò)簡(jiǎn)單加法516組合。這種方法消除了用于估計(jì)干擾水平與數(shù)字邊帶水平之比的需求。MRC性能應(yīng)當(dāng)比參數(shù)濾波器混合技術(shù)更好，因?yàn)閷?duì)于每個(gè)符號(hào)，它對(duì)FM干擾的改變的調(diào)制做出反應(yīng)。對(duì)于上部邊帶信號(hào)，預(yù)獲取濾波器518被包括。

以上描述的各種信號(hào)處理方法可以在無(wú)線電接收機(jī)或者具有用于接收無(wú)線電信號(hào)的輸入端和被編程為或以其它方式配置為執(zhí)行實(shí)現(xiàn)該處理所需的信號(hào)處理的一個(gè)或多個(gè)處理器或其它處理電路系統(tǒng)的其它裝置中實(shí)現(xiàn)。

在一個(gè)實(shí)施例中，本文描述的方法可以在無(wú)線電接收機(jī)中實(shí)現(xiàn)，該無(wú)線電接收機(jī)包括接收原始FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)的輸入端，該無(wú)線電信號(hào)包括在上部邊帶和下部邊帶中的多個(gè)數(shù)字調(diào)制子載波；及處理電路系統(tǒng)，用于采樣FM帶內(nèi)同頻無(wú)線電信號(hào)以產(chǎn)生輸入信號(hào)，該輸入信號(hào)包括上部邊帶和下部邊帶中期望的一個(gè)與FM干擾的組合的復(fù)數(shù)字樣本，通過(guò)陷波濾波從第一信號(hào)中除去FM干擾分量以產(chǎn)生陷波濾波信號(hào)，對(duì)陷波濾波信號(hào)進(jìn)行加權(quán)以產(chǎn)生加權(quán)的陷波濾波信號(hào)，利用參數(shù)濾波器濾波輸入信號(hào)以產(chǎn)生參數(shù)濾波的輸入信號(hào)，及組合加權(quán)的陷波濾波信號(hào)和參數(shù)濾波的輸入信號(hào)以產(chǎn)生輸出信號(hào)。

在無(wú)線電接收機(jī)的各種實(shí)施例中，加權(quán)的陷波濾波信號(hào)和參數(shù)濾波的輸入信號(hào)的相對(duì)比例可以通過(guò)測(cè)量被陷波濾波器去除的干擾的相對(duì)量來(lái)確定。處理電路系統(tǒng)可被配置為通過(guò)以下操作來(lái)通過(guò)陷波濾波去除輸入信號(hào)的FM干擾分量，以產(chǎn)生陷波濾波信號(hào)：產(chǎn)生表示輸入信號(hào)的幅度的第一信號(hào)、產(chǎn)生表示第一信號(hào)的均值幅度的第二信號(hào)、從第一信號(hào)中減去第二信號(hào)以產(chǎn)生陷波幅度信號(hào)，以及用輸入信號(hào)的規(guī)格化版本乘以陷波幅度信號(hào)以產(chǎn)生陷波濾波信號(hào)。該處理電路系統(tǒng)可被配置為確定陷波幅度信號(hào)的均值、確定陷波幅度信號(hào)的均值與第二信號(hào)之比、利用該比率計(jì)算第一和第二混合參數(shù)，以及利用第一混合參數(shù)產(chǎn)生加權(quán)陷波濾波信號(hào)。處理電路系統(tǒng)可以利用第二混合參數(shù)作為參數(shù)濾波器的系數(shù)。無(wú)線電接收機(jī)參數(shù)濾波器可以對(duì)輸入信號(hào)的頻譜進(jìn)行成形，以便對(duì)輸入信號(hào)中受FM干擾影響最大的頻譜部分應(yīng)用更多衰減。所述比率可以表示FM干擾的功率相對(duì)于期望的數(shù)字邊帶的功率。處理電路系統(tǒng)可以在利用參數(shù)濾波器對(duì)輸入信號(hào)濾波以產(chǎn)生參數(shù)濾波輸入信號(hào)之前將零值信號(hào)樣本附加到輸入信號(hào)的端部。處理電路系統(tǒng)可以將復(fù)數(shù)字樣本與上部和下部邊帶分離、從上部和下部邊帶頻移復(fù)數(shù)字樣本以便從上部和下部邊帶產(chǎn)生復(fù)基帶數(shù)字樣本，并且利用隔離濾波器分開(kāi)處理來(lái)自上部和下部邊帶的復(fù)基帶數(shù)字樣本。

雖然本發(fā)明已經(jīng)就幾個(gè)實(shí)施例進(jìn)行了描述，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解，在不背離如權(quán)利要求中所闡述的本發(fā)明范圍的情況下，可以對(duì)所公開(kāi)的實(shí)施例進(jìn)行各種修改。