Ofdm系統(tǒng)導(dǎo)頻輔助的時(shí)頻域插值加權(quán)信道估計(jì)方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于無線通信領(lǐng)域，涉及OFDM系統(tǒng)導(dǎo)頻輔助的時(shí)頻域插值加權(quán)信道估計(jì)方 法，可用于基于散布導(dǎo)頻的通信系統(tǒng)，如第二代數(shù)字地面視頻廣播DVB-T2系統(tǒng)。
【背景技術(shù)】
[0002] 無線通信系統(tǒng)對高數(shù)據(jù)傳輸速率的需求日益增長，促使研究學(xué)者和生產(chǎn)廠商采用 最先進(jìn)的技術(shù)來滿足這些需求。OFDM系統(tǒng)是一種技術(shù)成熟且完善的無線通信傳輸系統(tǒng)， OFDM系統(tǒng)將信道分成若干正交的子信道，將數(shù)據(jù)速率較高的傳輸數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)變?yōu)樗俾瘦^低的傳 輸數(shù)據(jù)。CFDM系統(tǒng)憑借高頻譜利用率、能夠有效克服多徑效應(yīng)引起的頻率選擇性衰落等優(yōu) 勢，得到了廣泛的認(rèn)可和應(yīng)用。
[0003] 作為OFDM通信系統(tǒng)中的重要組成部分，信道估計(jì)與均衡技術(shù)保證了通信系統(tǒng)的性 能，一直是通信系統(tǒng)中的熱點(diǎn)研究問題。無線信道固有的多徑效應(yīng)與多普勒頻移等傳輸特 性使得通信系統(tǒng)易產(chǎn)生碼間干擾，而設(shè)計(jì)良好的信道估計(jì)算法可有效抵制碼間干擾，從而 降低通信系統(tǒng)誤碼率。信道估計(jì)算法分為導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)算法、盲信道估計(jì)算法與半盲 信道估計(jì)算法，其中導(dǎo)頻輔助的信道估計(jì)算法因其在估計(jì)精度與導(dǎo)頻負(fù)荷間的有效折衷被 廣泛應(yīng)用。導(dǎo)頻輔助的信道估計(jì)算法實(shí)現(xiàn)過程分為二步：導(dǎo)頻點(diǎn)的信道估計(jì)與數(shù)據(jù)點(diǎn)的信 道插值，數(shù)據(jù)點(diǎn)的信道插值算法精確度決定信道估計(jì)值的精確度，是保證均衡器有效消除 信道影響的關(guān)鍵，因此數(shù)據(jù)點(diǎn)的信道插值算法精確度尤為重要。
[0004] 2008年ETSI頒布了第二代歐洲數(shù)字視頻地面廣播傳輸標(biāo)準(zhǔn)DVB-T2，相比于第一代 標(biāo)準(zhǔn)，DVB-T2標(biāo)準(zhǔn)采用了更高階的調(diào)制模式、更少的導(dǎo)頻開銷及更多的導(dǎo)頻模式，在獲得更 高的數(shù)據(jù)速率和頻譜利用率的同時(shí)，也對信道估計(jì)的精度提出更高的要求。針對該問題， 2014年Guanghui Liu在IEEE Transactions on Broadcasting上發(fā)表的文章 "Adaptive Interpolation for Pilot-Aided Channel Estimator in OFDM System" 中米用級(jí)聯(lián)一維 插值算法來實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)信道估計(jì)，該算法由于沒有考慮時(shí)域方向插值與頻域方向插值的 插值范圍與信道衰落的程度關(guān)系，故在多普勒頻移導(dǎo)致的時(shí)變性與多徑效應(yīng)導(dǎo)致的頻率選 擇性信道中，其插值精確度有所損失，導(dǎo)致信道估計(jì)的性能降低。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明的目的在于針對上述已有技術(shù)的不足，提出一種OFDM系統(tǒng)導(dǎo)頻輔助的時(shí)頻 域插值加權(quán)信道估計(jì)方法，以提高導(dǎo)頻輔助信道估計(jì)中的插值精確度。
[0006] 為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案包括如下：
[0007] (1)在OFDM系統(tǒng)接收機(jī)中計(jì)算出離散導(dǎo)頻處信道頻域響應(yīng)值/7|7,^，其中，[l，k] 表示OFDM系統(tǒng)中第1個(gè)OFDM符號(hào)中第k個(gè)子載波的位置序號(hào)；
[0008] (2)用離散導(dǎo)頻處的信道頻域響應(yīng)值分別計(jì)算在虛擬導(dǎo)頻處的時(shí)域方向 信道頻域響應(yīng)值爲(wèi)和頻域方向信道頻域響應(yīng)值及2 [/,M ;
[0009] (3)利用信道參數(shù)信道最大多徑時(shí)延和多普勒頻移fd計(jì)算權(quán)值因子：
[0010] (3a)計(jì)算歸一化信道最大多經(jīng)時(shí)延：T = Tmax/Vmax，其中，V繼為離散導(dǎo)頻能支持 的信道最大多徑時(shí)延；
[0011] (3b)計(jì)算歸一化多普勒頻移:f' d = fd/f' dmax，其中，f' dmax為離散導(dǎo)頻能支持的最 大多普勒頻移；
[0012] (3c)利用歸一化信道最大多經(jīng)時(shí)延τ和歸一化多普勒頻移f d計(jì)算權(quán)值因子λ:
[0013] A=(T+l-f/d)/2；
[0014] ⑷用權(quán)值因子λ對⑵得出的/^[/,纟^/:^/^進(jìn)行加權(quán)平均省到虛擬導(dǎo)頻處的 時(shí)頻域加權(quán)信道頻域響應(yīng)值
[0016 ] 其中，φνρ [ 1 ]為第1個(gè)OFDM符號(hào)的虛擬導(dǎo)頻集，
^exp為擴(kuò)展導(dǎo)頻集，I^exp= {k:k = Nmin+tDx，t 2 0 and k < Nmax}，t為大于等于0的整數(shù)，Nmin與 Nmax分別表不OFDM符號(hào)中子載波序號(hào)的最小值與最大值，I^sp [1]表不第1個(gè)OFDM符號(hào)的離散 導(dǎo)頻集，!tsp[l] = (Lk = NmirrH)X(ImodDy)+!]^ X，m 2 0 and k < Nmax}，DX是離散導(dǎo)頻的子載波 間隔，Dy是離散導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)間隔，V x = Dx · Dy，m為大于或等于0的整數(shù)；
[0017] (5)用虛擬導(dǎo)頻處的時(shí)頻域加權(quán)信道頻域響應(yīng)值和步驟（1)計(jì)算出的離散 導(dǎo)頻處信道頻域響應(yīng)值，計(jì)算得出擴(kuò)展導(dǎo)頻信道頻域響應(yīng)值//[；/，々>
[0019] (6)對擴(kuò)展導(dǎo)頻信道特性值#|：α?進(jìn)行頻域方向插值，得出所有接收數(shù)據(jù)信道頻 域響應(yīng)值/)f/Ah
[0020] 本發(fā)明具有如下優(yōu)點(diǎn)：
[0021] 1)本發(fā)明利用多普勒頻移與信道最大多徑時(shí)延計(jì)算權(quán)值因子，利用權(quán)值因子對時(shí) 域方向信道頻域響應(yīng)值和頻域方向信道頻域響應(yīng)值進(jìn)行加權(quán)平均，通過調(diào)整兩個(gè)方向信道 頻域響應(yīng)值的權(quán)重，明顯提高了插值方法的精度，進(jìn)一步提高了數(shù)據(jù)點(diǎn)的信道頻域響應(yīng)估 計(jì)值的精確度。
[0022] 2)本發(fā)明與DFT插值算法相比，在實(shí)現(xiàn)過程中避免了DFT變換操作，降低了計(jì)算復(fù) 雜度。
【附圖說明】
[0023] 圖1是本發(fā)明的在實(shí)現(xiàn)流程圖；
[0024] 圖2是本發(fā)明的導(dǎo)頻結(jié)構(gòu)圖；
[0025]圖3是本發(fā)明在信道多普勒頻移為80Hz條件下的誤碼率性能仿真圖；
[0026]圖4是本發(fā)明在信道多普勒頻移為50Hz條件下的誤碼率性能仿真圖；
[0027]圖5是本發(fā)明在信道多普勒頻移為80Hz條件下的信道估計(jì)值的最小均方誤差曲線 圖；
[0028]圖6是本發(fā)明在信道多普勒頻移為50Hz條件下的信道估計(jì)值的最小均方誤差曲線 圖。
【具體實(shí)施方式】
[0029]下面通過附圖和實(shí)施例，對本發(fā)明的技術(shù)方法作進(jìn)一步的描述。
[0030]參照圖1和圖2，本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)步驟如下：
[0031 ]步驟1:計(jì)算離散導(dǎo)頻點(diǎn)的信道頻域特性值。
[0032]本實(shí)施例以DVB-T2系統(tǒng)為例，設(shè)DVB-T2系統(tǒng)第1個(gè)OFDM符號(hào)中第k個(gè)導(dǎo)頻子載波處 發(fā)送的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)為x[l，k]，第1個(gè)OFDM符號(hào)中第k個(gè)導(dǎo)頻子載波處接收的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)為Y[l， k];
[0033]利用發(fā)送的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)X[l，k]與接收的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)Y[l，k]，計(jì)算出離散導(dǎo)頻處信道頻 域響應(yīng)值/7[U];
[0034]計(jì)算離散導(dǎo)頻處信道頻域響應(yīng)值I算法有：最小二乘算法、最小均方誤差算 法與線性最小均方誤差算法等，本實(shí)施例采用最小二乘算法計(jì)算離散導(dǎo)頻處信道頻域響應(yīng) 值，計(jì)算公式如下：
[0036]其中，[I，k ]為OFDM系統(tǒng)中第1個(gè)OFDM符號(hào)中第k個(gè)子載波的位置序號(hào)，itsp [ 1 ]表示 第1 個(gè)OFDM符號(hào)的離散導(dǎo)頻集，itsp[l] = {k: k = Nmin+Dx(lmodDy)+mD/x，m 2 0 and k < Nmax}， Nmin與Nmax分別表不一個(gè)OFDM符號(hào)中子載波序號(hào)的最小值與最大值，Dx是離散導(dǎo)頻的子載波 間隔，V X=Dx · Dy，Dy是離散導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)間隔，m為大于或等于0的整數(shù)。
[0037] 步驟2:計(jì)算在虛擬導(dǎo)頻處的時(shí)域方向信道頻域響應(yīng)值和頻域方向信道頻域響應(yīng) 值。
[0038] 2a)對離散導(dǎo)頻處的信道頻域特性進(jìn)行時(shí)域方向插值，得出虛擬導(dǎo)頻處的 時(shí)域方向信道頻域響應(yīng)值時(shí)域方向插值方法可以采用經(jīng)典的一維插值方法，如： 多項(xiàng)式插值算法與變換域插值算法等，本實(shí)施例采用多項(xiàng)式插值算法，計(jì)算公式如下：
[0040]其中，MhM2均為大于0的整數(shù)，αρ⑴是長度為Mi+M2+1的時(shí)域方向插值系數(shù)，不同的 時(shí)域方向插值方法采用的插值系數(shù)aP(i)不同，P取值范圍為[0，Dy)，p的取值需要保證[1-p， k]為離散導(dǎo)頻序號(hào)，φθχρ為擴(kuò)展導(dǎo)頻集，I^exp= {k:k = Nmin+tDx, t 2 0 and k < Nmax}，t為大于 或等于0的整數(shù)；
[0041] 2b)對離散導(dǎo)頻處的信道頻域特性進(jìn)行頻域方向插值，得出虛擬導(dǎo)頻處頻 域方向信道頻域響應(yīng)值頻域方向插值與時(shí)域方向插值類似，頻域方向插值方法可 以采用經(jīng)典的一維插值方法，如:多項(xiàng)式插值算法與變換域插值算法等;本實(shí)施例采用多項(xiàng) 式插值算法，計(jì)算公式如下：
[0043] 其中，N^N2均為大于0的整數(shù)，0q(j)是長度為見+他+1的頻域方向插值系數(shù)，不同的 頻域方向插值方法采用的插值系數(shù)0 q(j)不同，q取值范圍為[0，Dx)的整數(shù)，q的取值需要保 證[I，k_q]為離散導(dǎo)頻序號(hào)，φ νρ [ 1 ]表示第1個(gè)OF DM符號(hào)的虛擬導(dǎo)頻集，
[0044] 步驟3:利用信道參數(shù)信道最大多徑時(shí)延Tmax和多普勒頻移fd計(jì)算權(quán)值因子。
[0045] (3a)計(jì)算歸一化信道最大多經(jīng)時(shí)延τ，計(jì)算公式為：