分段式數(shù)模轉(zhuǎn)換器以及模數(shù)轉(zhuǎn)換器和系統(tǒng)的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本公開大體上設(shè)及電子電路和信號處理，并且更加具體地，設(shè)及一種分段式數(shù)模 轉(zhuǎn)換器(DAC)和在ADC的反饋路徑中包括分段式DAC的求和增量型（sigma-delta, Σ Δ )模數(shù) 轉(zhuǎn)換器(ADC)。
【背景技術(shù)】
[0002] 圖1是Σ Δ模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)IO的示意圖。一般而言，Σ AADCIO對輸入模擬信號 ANAL0G_IN進行過采樣，并且將過采樣的模擬信號ANAL0G_IN轉(zhuǎn)換為具有比過采樣速率更低 的采樣速率的輸出數(shù)字信號DIGITAL_0UT;例如，采樣速率可W等于或約等于奈奎斯特 (Nyquist)頻率，并且過采樣速率可W是采樣速率的128倍。Σ AADCIO可W具有較低的復(fù)雜 度和成本，并且可W占用較小的面積，雖然與分辨率堪比的其他類型的ADC(例如，閃速、逐 次逼近)相比，提供的數(shù)字信號具有較高分辨率(例如，16位至24位）、較高信噪比（SNR)、和 較高線性度。
[0003] S AADC 10包括采樣保持(SAH)電路12、組合器(在描述的實施例中的加法器）14、 環(huán)路濾波器16、N位量化器(例如，閃速ADC) 18、濾波器和抽取器20、和N位反饋DAC 22。并且， 環(huán)路濾波器16包括兩個積分器24和26; Ξ個放大器28、30、和32，其具有相應(yīng)的增益G1、G2、 和G3;W及組合器(在描述的實施例中的加法器)34。因為環(huán)路濾波器16包括兩個積分器24 和26,所WADC 10可W稱為二階XAADC。
[0004] 仍然參照圖1，對Σ Δ ADC 10的操作進行描述。
[000引SAH電路12 W明顯高于(例如，高128倍)奈奎斯特頻率的過采樣速率對模擬輸入信 號ANAL0G_IN進行過采樣，該奈奎斯特頻率是ANAL0G_IN的所感興趣的最高頻率分量的兩 倍。
[0006] 在采樣周期期間，SAH電路12生成輸入模擬信號ANAL0G_IN的模擬采樣S，并且組合 器14從該模擬采樣S減去模擬反饋信號FE邸BACKW生成模擬差分或者誤差信號E。
[0007] 濾波器16對模擬差分信號E進行濾波，并且量化器18將模擬濾波信號AF轉(zhuǎn)換為具 有明顯低于輸出數(shù)字信號DIGITAL_0UT的分辨率(例如，16位至24位)的分辨率(例如，2位至 6位)的中間數(shù)字信號ID。因為在濾波器16內(nèi)的電路裝置可W在其輸入范圍的上下限處展現(xiàn) 出明顯的非線性行為，所W量化器18可W限制其輸出范圍W防止運種非線性行為。例如，如 果量化器18是5位量化器，那么，其不是生成在0至31全范圍上的信號ID，而是可W將ID的范 圍限制為4至29;相似地，如果量化器是6位量化器，那么，其不是生成在0至63全范圍上的信 號ID，而是可W將ID的范圍限制為6至58。
[0008] 濾波器和抽取器20降低中間數(shù)字信號ID的采樣速率，并且增加中間數(shù)字信號ID的 分辨率，W生成數(shù)字輸出信號DIGITAL_0UT。
[0009] 并且，N位反饋DAC 22將中間數(shù)字信號ID轉(zhuǎn)換為模擬反饋信號FE抓BACK,并且將 陽邸BACK提供到組合器14。
[0010] SAH電路12、組合器14、環(huán)路濾波器16、N位量化器18、濾波器和抽取器20和N位反饋 DAC 22針對輸入模擬信號ANALOG_IN的每個后續(xù)采樣S重復(fù)上面描述的操作序列。
[0011] 仍然參照圖1，設(shè)想ADC 10的各種替代實施例。例如，環(huán)路濾波器16可W具有與所 描述的架構(gòu)不同的架構(gòu)。
[0012] 圖1的Σ AADCIO存在的一個潛在問題是，輸出數(shù)字信號DIGITAL_0UT可W具有對 于一些應(yīng)用而言太低的信噪比（SNR)。
[001引例如，如果DAC 22是4位DAC，0SR是128,并且ADC 10所需的SNR是100地，那么DAC的 線性度需要超過100000/128分之Ulpart in 100000/128)，運是因為DAC非線性度與ADC輸 入信號ANAL0G_IN直接相加。對于標準4位DAC 22而言，要實現(xiàn)運種高水平的線性度可能很 難，并且可能會明顯增加 DAC 22的成本和復(fù)雜度。
[0014] 結(jié)果，為了確保反饋DAC 22是線性的，Σ AADC 10可W包括1位量化器18和1位反 饋DAC 22(即，N=l)。已知的是，1位DAC本質(zhì)上是線性的，并且線性反饋DAC不會把非線性失 真加到輸入采樣S，并且因此不將非線性失真加到ADC輸出信號DIGITAL_0UT。
[001引但是，包括1位量化器18和1位反饋DAC 22的ADC 10存在的一個潛在問題是，對于 一些應(yīng)用而言，量化噪聲的功率可能太高。雖然濾波器和抽取器20可W按照上面所描述的 濾除量化噪聲，但是，因為量化噪聲被從DIGITAL_0UT去除，從而實際上浪費了ADC 10生成 量化噪聲所消耗的功率。
[0016] 而且，包括1位量化器18和1位反饋DAC 22的ADC 10存在的另一潛在問題是，用于 由組合器14、濾波器16、量化器18、和反饋DAC 22形成的環(huán)路的穩(wěn)定裕度，對于一些應(yīng)用而 言可能太低。
[0017] 為了克服量化噪聲功率太高和用于環(huán)路的穩(wěn)定裕度太低的問題，Σ AADC 10可W 包括多位(例如，4如< 6)量化器18和多位(例如，4如< 6)反饋DAC 22。
[0018] 但是遺憾的是，多位DAC 22可能具有非線性輸出，并且因此，可能將非線性失真添 加到輸入采樣S從而添加到ADC輸出信號DIGITAL_0UT。并且，運種非線性失真可W表征為， 減少了 DIGI TAL_0UT的SNR的噪聲。
[0019] 圖2是響應(yīng)于線性斜坡數(shù)字輸入信號而通過圖1的相應(yīng)線性版本的DAC 22生成的 模擬輸出信號40和42的曲線。輸出信號40由具有零輸出偏移的線性多位第一版本的DAC 22 生成，并且輸出信號42由具有非零輸出偏移的線性多位第二版本的DAC生成。
[0020] 模擬輸出信號40是線性的，運是因為，無論數(shù)字輸入信號的值如何，第一版本的 DAC 22的增益都是恒定的。例如，對于為8的輸入值，模擬輸出信號40具有80毫伏的值，達到 80/8 = lOmV/ (最低有效位化SB))的增益。相似地，對于為12的輸入值，模擬輸出信號40具有 120mV的值，也達到120/12 = lOmV/LSB的增益。穿過模擬輸出信號40的每個步驟的相同相 應(yīng)點的直虛線44示出：對于數(shù)字輸入值的整個范圍，第一版本的DAC 22的增益是常數(shù)lOmV/ LSB。
[0021 ]而且，第一版本的DAC 22具有零輸出偏移，運是因為，對于為0的輸入值，模擬輸出 信號40等于零?；蛘?，換言之，第一版本的DAC 22具有零輸出偏移，運是因為模擬輸出信號 40的曲線在y = 0處與y軸相交。
[0022] 仍然參照圖2,由于上面描述的原因，由第二版本的DAC 22生成的模擬輸出信號42 也是線性的。
[0023] 但是，第二版本的DAC 22具有非零輸出偏移，運是因為，對于為0的輸入值，模擬輸 出信號42等于非零值。因為對于為ο的輸入值模擬輸出信號42等于40mV，所W第二版本的 DAC 22的輸出偏移是40mV?；蛘撸瑩Q言之，第二版本的DAC 22具有40mV的輸出偏移，運是因 為模擬輸出信號42的曲線在y = 40mV處與y軸相交。
[0024] 參照圖1和圖2,可W從數(shù)學(xué)上表明，只要ADC 10的DAC 22生成具有恒定增益和偏 移的信號FE抓BACK，DAC就不會將任何非線性失真引入到信號FE抓BACK或者DIGITAL_OUT 中，即使DAC輸出偏移不等于零。并且，當DAC 22的增益和偏移恒定時，環(huán)路濾波器16或者濾 波器和抽取器20，可W通過有效地將補償增益或者偏移施加至DIGITAL_OUT，來補償增益或 者偏移對輸出數(shù)字信號DIGITAL_OUT可能具有的影響。例如，如果DAC 22偏移是40mV，那么 有效地，濾波器16或者濾波器和抽取器20可W將-40mV加到DIGITAL_Oirm抵消該偏移?；?者，例如，如果反饋DAC 22的增益是5,那么有效地，濾波器16或者濾波器和抽取器20可W通 過倍抵消反饋DAC的增益來減小DIGITAL_OUT。
[0025] 圖3是響應(yīng)于線性斜坡數(shù)字輸入信號而通過圖1的相應(yīng)非線性版本的DAC 22生成 的模擬輸出信號50和52的曲線。信號50由具有零輸出偏移的非線性多位第一版本的DAC生 成，并且信號52由具有非零輸出偏移的非線性多位第二版本的DAC生成。
[0026] 模擬輸出信號50是非線性的，運是因為第一非線性版本的DAC 22的增益隨數(shù)字輸 入信號的值而變化。例如，對于為8的輸入值，模擬輸出信號50具有90mV的值，達到90/8 = 11.25mV/LSB的增益。但是對于為12的輸入值，模擬輸出信號50具有120mV的值，達到120/12 = 10mV/LSB的增益。觀察運種非線性增益的另一種方式是:針對數(shù)字輸入信號的每個LSB增 量，觀察輸出信號50的變化。例如，對于從3到4的輸出信號的LSB增量，輸出信號50增加了 20mV，運相當于20mV/LSB的增益。但是，對于從9到10輸入信號的LSB增量，輸出信號50增加 了僅僅5mV，運相當于5mV/LSB的增益，是對于從3到4的LSB增量的增益的25%。而且，DAC 22 的非線性度的另一指示是，穿過輸出信號50的每個步驟的相同的相對點，無法繪出直線。
[0027] 而且，第一版本的非線性DAC 22具有零輸出偏移，運是因為，對于為0的輸入值，模 擬輸出信號50等于零。
[0028] 由于上面描述的原因，由第二非線性版本的DAC 22生成的模擬輸出信號52也是非 線性的。
[0029] 但是，第二非線性版本的DAC 22具有非零輸出偏移，運是因為，對于為0的輸入值， 模擬輸出信號52等于非零值。因為對于為0的輸入值模擬輸出信號52等于40mV，所W第二非 線性版本的DAC 22的輸出偏移是40mV。
[0030] 參照圖1和圖3,可W從數(shù)學(xué)上表明，如果ADC 10的DAC 22生成具有非恒定增益的 信號FE抓BACK,即，W非線性的方式，那么DAC會將非線性失真引入到信號FE抓BACK和 DIGITAL_OUT中，無論DAC輸出偏移是否等于0。
[0031] 雖然該非線性失真可W表征為噪聲并且作為噪聲被處理，但是至少一些由非線性 失真導(dǎo)致的噪聲在如此接近DIGITAL_OUT的采樣頻率的頻率上，W致于使環(huán)路濾波器16或 者濾波器和抽取器20(圖1)阻斷所有該噪聲但不阻斷所感興趣的頻率（即，構(gòu)成DIGITAL OUT的有用頻譜的頻率)是不切實際的甚至是不可能的。觀察由非線性反饋DAC 22導(dǎo)致的非 線性失真產(chǎn)生的噪聲的另一種方式是，其可W使量化噪聲占用的頻帶接近DIGITAL_0UT的 所感興趣的分量的頻帶或者實際上與此頻帶重疊。
[0032] 參照圖1至圖3,可W通過成形（shape)非線性失真噪聲來減少或者消除由多位版 本的反饋DAC 22引入到DIGITAL_OUT中的非線性失真，從而使得可W從DIGITAL_OUT濾除非 線性失真，或者從而使得能夠按照不使DIGITAL_OUT失真的方式來轉(zhuǎn)換非線性失真。
[003引如下面描述的，如果反饋DAC 22是非線性多位溫度計式編碼（thermometer-codecODAC，那么用于減少或者消除DAC所引入到DIGITAL_OUT中的非線性失真的一種技術(shù)， 是動態(tài)元素匹配(DEM)，諸如數(shù)據(jù)加權(quán)平均(DWA)。
[0034]圖4是圖1的非線性多位版本的DAC 22的示意圖。
[003引該版本的DAC 22包括2N-1個電流源元件601至602%，其中N是輸入至DAC的數(shù)字信 號的位數(shù)。在圖4中示出的和下面描述的示例中，DAC 22是具有15個電流源元件601至6015的 4位溫度計式編碼DAC(N = 4)。結(jié)果，電流源元件60的數(shù)量比數(shù)字輸入信號可W采用的可能 值的總數(shù)量2^小1(運是因為，對于為零的輸入值，不需要激活電流源元件）。在本示例中，因 為N = 4位數(shù)字輸入信號可W采用的可能值的總數(shù)量是24=16,所W電流源元件60的數(shù)量等 于 16-1 = 15。
[0036] 理想地，每個電流源元件60具有相同的增益G，并且因此，生成相同電流I，與其他 電流源元件在激活時一樣。在節(jié)點62處，將來自所有電流源元件60的電流I求和，并且所得 電流Ianalog_out是DAC 22的輸出；如果DAC 22輸出了電壓,那么可W將電流Ianalog_out禪合至溫 度補償阻抗(未在圖4中示出生成輸出電壓VanalDg_DUt(未在圖4中示出）。
[0037] 表1示出了在4位數(shù)字輸入信號的值與電流源元件60中的被激活W生成Ianalog_out 的電流源元件之間的一種可能的直觀對應(yīng)關(guān)系。
[003引 表1
[0039]
[0040]
[0041 ] 參照圖1、圖2和圖4，如果圖4的4位溫度計式編碼DAC 22是理想的，即，對于所有電 流源元件60增益G都相同并且由此電流I也都相同，那么DAC 22是線性的，并且對于線性斜 坡數(shù)字輸入信號，Ianai〇g_〇ut是線性的，像信號40和42-樣。運種理想的DAC 22可W描述為具 有匹配的電流源元件，或者，更加簡潔地說，匹配元件。
[0042] 遺憾的是，溫度計式編碼DAC極少(如果有的話)是理想的。即，一個電流源元件的 增益GW及由該一個電流源元件生成的電流，通常與其他電流源元件中的至少一個的增益 W及由該其他電流源元件中的至少一個生成的電流不同，即使僅僅是略有不同。
[0043] 例如，參照圖1、圖3和圖4，如果圖4的4位溫度計式編碼DAC22是非理想的，即，電流 源元件6〇1具有增益Gi并且生成電流Ii，電流源元件6〇2具有增益G2并且生成電流12，電流源 元件603具有增益G3并且生成電流I3,W此類推，那么DAC 22是非線性的，并且對于線性斜 坡數(shù)字輸入信號，Ianaleg_eut是非線性的，像信號50和52-樣。運種非理想DAC 22可W描述為 具有失配的電流源元件，或者，更加簡潔地說，失配元件。
[0044] 參照圖4和表1，可W看出，例如，電流源元件6〇1對于數(shù)字輸入信號的除了0之外的 所有值都是激活的，電流源元件602對于數(shù)字輸入信號的除了0和1之外的所有值都是激活 的，并且電流源元件6015僅僅對于數(shù)字輸入信號的1111二進制值是激活的。
[004引因此，例如由元件601引入的非線性度的分量具有比例如由元件6015引入的非線性 度的分量高得多的頻率;結(jié)果，雖然可W濾除由低編號的元件60(例如，6化、6化、和603)引入 的非線性度的分量，但是由于其更低頻率的影響，濾除由高編號的元件60(例如，6化3、6014、 和6015)引入的非線性度的分量是不切實際的或者不可能的。
[0046] 仍然參照圖1、圖4和表1，作為動態(tài)元素匹配(DEM)的子集的數(shù)據(jù)加權(quán)平均(DWA)， 是一種用于有效地減少或者消除非線性溫度計式編碼DAC 22引入到其輸出信號FE抓BACK 中并且引入到ADC 10輸出信號DIGITAL_0UT中的非線性失真的技術(shù)。
[0047] 一般而言，DAC 22通過W相同的數(shù)量的次數(shù)平均地激活DAC 22的每個元件60與其 他元件60中的每一個來實施DWA。即，DAC 22有效地記錄元件60中的每一個已經(jīng)激活的次 數(shù)，并且對于所有元件60,努力維持該次數(shù)相同，或者接近相同。例如，DAC 22可W針對每個 元件60保持相對+/-計數(shù)(relative+/-count)。在詳細描述的示例中，當前具有最高激活次 數(shù)的元件60的計數(shù)可W是0,并且其他元件60的計數(shù)可W是-1W及更低。DAC 22按照將所有 元件60的計數(shù)維持為0或者接近為0的序列來激活元件60。例如，如果輸入數(shù)字信號具有值 0001、0001、0001的序列，那么，按照表1，DAC 22不是激活元件6〇1(并且去激活元件6〇2至 6化5)達Ξ次連續(xù)采樣，而是可W序列性地激活(并且去激活下元件:激活6〇1(去激活602 至6015)，激活6〇2 (去激活60謝60連6015)，并且激活6〇3 (去激活6〇1、60沸60適6015)。
[0048] 可W從數(shù)學(xué)上表明，DWA明顯地降低了非線性多位溫度計式編碼DAC 22引入到 陽抓BACK和DIGITAL_0UT中的非線性度的水平，或者從陽邸BACK和DIGITAL_0UT完全消除了 該非線性度。
[0049] 再次參照圖1，DWA通過將DAC 22的非線性度的頻率分量位移（shift)為遠足夠高 于針對DIGITAL_0UT的所感興趣的頻帶，從而使得環(huán)路濾波器16、或者濾波器和抽取器20可 W濾除非線性度頻率分量，來實現(xiàn)運點。
[0050] 具體地，環(huán)路濾波器16或者濾波器和抽取器20有效地平均了由DAC 22引入的非線 性度，從而使得非線性度表現(xiàn)根據(jù)W下方程式將恒定誤差引入至ADC 10的歸一化增益α。
[0051] (1)
[0052] 其中
.是誤差項，并且ex,其可W為正或者為負，是元件60χ的理想增益 G與實際增益Gx之差。
[0053] 但是，如上面所描述的，因為DAC 22的所得增益ka(k是標量，當乘W歸一化增益α 時，產(chǎn)生實際增益)是恒定的，所WDAC 22將少量的非線性度或者沒有將非線性度加到其輸 出信號陽邸BACK或者加到ADC 10輸出信號DIGITAL_0UT