三相旋轉機械控制器的制造方法
【專利摘要】一種三相旋轉機械控制器包括：電力變換器(601，602)，其將具有彼此相同的幅值和彼此(30±60*n)度的相位差的交變電流輸出至三相旋轉機械(80)的繞組集(801，802)，n是整數(shù)；以及控制單元(65，66)，其通過將相電流第5階分量和相電流第7階分量與相電流第1階分量進行疊加來降低施加至旋轉機械(80)的相電流第1階分量的峰值，相電流第5階分量和相電流第7階分量的頻率分別是相電流第1階分量的頻率的5倍和7倍?？刂茊卧?65，66)將具有最優(yōu)幅值組合的相電流第5階分量和相電流第7階分量進行疊加，以使得相電流第1階分量的峰值降低量超過5％，相電流第5階分量的幅值和相電流第7階分量的幅值是相對于相電流第1階分量的幅值。
【專利說明】
三相旋轉機械控制器
技術領域
[0001 ]本公開涉及一種用于三相旋轉機械的控制器。
【背景技術】
[0002] 通常，在用于具有三相繞組集的三相旋轉機械的驅動控制器中，已知將諧波分量 與電壓或電流的基波分量(第1階分量)進行疊加的技術。例如，在JP 2014-121189 A中，公 開了如下技術:對于包括兩個三相繞組集的多繞組馬達的控制器，通過將諧波分量(例如第 5階、第7階等)與基波分量進行疊加來計算電壓命令。兩個繞組集相對于彼此具有30度的相 位差。因此，抵消了轉矩波動。
【發(fā)明內容】
[0003] JP 2014-121189 A中公開的驅動控制器涉及與諧波分量相對于基波分量的幅值 和相位的最優(yōu)值相關地來改進馬達的輸出。在這一點上，JP2014-121189A中公開的驅動控 制器估計諧波分量隨著基波分量根據(jù)諧波分量從100%增大的比例。
[0004] 然而，針對適用于例如電動助力轉向裝置的三相旋轉機械的控制器，存在對于限 制安裝空間和對于散熱的高要求。因此，從降低三相旋轉機械的熱和損失的觀點來看，可能 更重要的是設法降低相電流峰值。
[0005]考慮到以上，本公開的目的是提供一種三相旋轉機械控制器，其在將諧波分量與 基波分量進行疊加的配置中使相電流峰值最小化。
[0006] 根據(jù)本公開，一種用于驅動具有兩個三相繞組集的三相旋轉機械的控制器包括： "與兩個繞組集對應的第一電力變換器和第二電力變換器，該第一電力變換器和該第二電 力變換器將具有彼此相同的幅值并且具有彼此之間（30±60*n)[度]的相位差的交變電流 輸出至兩個繞組集，η是整數(shù)"；以及"控制單元，其控制三相旋轉機械的激勵，以便通過將相 電流第5階分量和相電流第7階分量與相電流第1階分量進行疊加來降低施加至三相旋轉機 械的相電流第1階分量的峰值，該相電流第5階分量的頻率是相電流第1階分量的頻率的5 倍，該相電流第7階分量的頻率是相電流第1階分量的頻率的7倍"。
[0007] 此后，將繞組集的單元和與這個繞組集對應的電力變換器稱為"系統(tǒng)"。由于上述 配置，本公開的控制器取消掉了兩個系統(tǒng)的總轉矩中的高頻分量產(chǎn)生的轉矩波動。
[0008] 此外，本公開的控制單元疊加具有8.1至16.1[%]的幅值的相電流第5階分量和具 有0.6%至11.1[%]的幅值的相電流第7階分量，相對于相電流第1階分量的幅值來限定相 電流第5階分量和相電流第7階分量的幅值。
[0009] 根據(jù)本公開，將相對于相電流第1階分量的幅值具有以上范圍內的幅值的相電流 第5階分量和相電流第7階分量進行疊加以降低相電流峰值。由此，特別是當三相旋轉機械 在零速或者低速時，可以降低由電力變換器或繞組集產(chǎn)生的熱量。
[0010] 此處，例如當僅將相電流第5階分量與相電流第1階分量進行疊加時最大峰值降低 率是4.9%。因此，可以認為相電流第5階分量和相電流第7階分量的最優(yōu)幅值的組合例如為 "其中峰值降低量超過5%的幅值的組合"。"其中峰值降低量超過5%的幅值的組合"的這個 范圍處于由以下五個方程代表的直線所圍繞的范圍之內，其中相電流第5階分量的幅值是X [% ]，并且相電流第7階分量的幅值是y[ % ]。這個范圍被稱為"有利幅值范圍"。
[0011] χ = 8·1
[0012] X = 16.1
[0013] y = 〇.54x-3.8(8.1 <χ< 12.5)
[0014] y = 1.14x-11.3(12.5<x< 16.1)
[0015] y = 1.00x-5.0(8.1 <χ< 16.1)
[0016] 特別地，當X = 12.5，y = 5.3時，峰值降低量是7.2%的最大值。這個幅值組合被稱 為"最大降低量幅值"。
[0017] 可以離線地計算最大降低量幅值和有利幅值范圍，因此，控制單元優(yōu)選地在d_q軸 上計算第6階d軸電流和第6階q軸電流，以使得可以通過坐標變換來得到具有最優(yōu)幅值的相 電流第5階分量和相電流第7階分量。
[0018] 例如在d_q軸上使用第6階正弦波的d軸電流和第6階正弦波的q軸電流，基于"第5 階和第7階諧波疊加"的激勵，可以分析上述最優(yōu)幅值。作為與此不同的方法，基于"最小峰 值激勵"，通過搜索針對每個電角度使相電流峰值最小化而不生成轉矩波動的d_q軸電流， 可以分析最優(yōu)幅值。
[0019]在這種情況下，使用根據(jù)"第5階和第7階諧波疊加"和"最小峰值激勵"的最大降低 量幅值中基于相電流第5階分量和相電流第7階分量的比率的變換，可以提供根據(jù)"最小峰 值激勵"的有利幅值范圍。
【附圖說明】
[0020] 根據(jù)以下描述、所附權利要求和附圖，將會理解本公開及其其它目的、特點和優(yōu) 點，在附圖中：
[0021] 圖1示出了根據(jù)本公開的第一實施例的三相旋轉機械控制器的整體配置；
[0022]圖2是根據(jù)本公開的第一實施例的控制單元的框圖；
[0023] 圖3是圖2的峰值降低電流命令值計算器的框圖；
[0024] 圖4是示出三相旋轉機械的旋轉速度與d軸電流限制增益之間的關系的特性圖；
[0025] 圖5是示出電流幅值基準值與電流幅值限制值之間的關系的特性圖；
[0026] 圖6是示出三相旋轉機械的旋轉速度與電流幅值增益之間的關系的特性圖；
[0027] 圖7是示出三相旋轉機械的旋轉速度與相位補償量之間的關系的特性圖；
[0028] 圖8是示出使相電流峰值最小化的第5階和第7階諧波幅值的組合的特性圖；
[0029] 圖9是示出圖8中示出的幅值的組合中的第5階諧波幅值與相電流峰值降低量之間 的關系的特性圖；
[0030] 圖10是示出在僅疊加第5階諧波時第5階諧波幅值與相電流峰值降低量之間的關 系的特性圖；
[0031 ]圖11示出了通過"第5階和第7階諧波疊加"和"最小峰值激勵"分析的最大降低量 幅值和有利幅值范圍；
[0032]圖12示出了根據(jù)(a) "第5階和第7階諧波疊加"和根據(jù)(b) "最小峰值激勵"的d-q軸 峰值降低電流命令值；
[0033] 圖13是在將圖12的峰值降低電流命令值進行疊加時的相電流波形圖；
[0034] 圖14示出了以上附圖的損失降低效應；
[0035] 圖15示出了相電流第1階分量的反電動勢電壓波形；
[0036] 圖16示出了在單系統(tǒng)驅動期間僅針對相電流第1階分量的(a)電流波形和(b)轉矩 波形；
[0037] 圖17示出了在單系統(tǒng)驅動期間在將"第5階:-5%，第7階:_2%"的諧波與相電流第 1階分量進行疊加時的(a)電流波形和(b)轉矩波形；
[0038]圖18示出了在單系統(tǒng)驅動期間在將"第5階:_5%"的諧波與相電流第1階分量進行 疊加時的(a)電流波形和(b)轉矩波形；
[0039]圖19示出了在單系統(tǒng)驅動期間在將"第5階:-12 · 5%，第7階:-5 · 3%"的諧波與相 電流第1階分量進行疊加時的(a)電流波形和(b)轉矩波形；
[0040] 圖20是示出具有相電流峰值降低率的第5階諧波幅值與轉矩波動率之間的關系的 特性圖；
[0041] 圖21是說明在雙系統(tǒng)驅動與單系統(tǒng)驅動期間切換峰值降低電流計算命令值的流 程圖；以及
[0042]圖22是根據(jù)本公開的第二實施例的控制單元的框圖。
【具體實施方式】
[0043]以下，將參考附圖來說明根據(jù)本公開的三相旋轉機械控制器的實施例。
[0044] (第一實施例）
[0045] 將參考圖1至圖21來說明本公開的第一實施例。本實施例基于根據(jù)日本專利第5， 672,278 B號（以下稱之為"在先專利發(fā)明"）的發(fā)明的實施例的配置，該在先專利發(fā)明已經(jīng) 被登記注冊，并且是本發(fā)明人的在先發(fā)明。在以下的說明中，將適當?shù)亟Y合日本專利第5， 672,278B號（JP.2014-50150 A)的描述。
[0046] 與在先專利發(fā)明的實施例類似，本實施例適于用于電動助力轉向裝置中，并且控 制產(chǎn)生轉向輔助轉矩的馬達(三相旋轉機械）的激勵。首先，關于本實施例的整個配置，參考 圖1。本公開的圖1與日本專利第5,672,278B號的圖1基本上相同，并且適當?shù)厥÷詫υ敿殐?容的重復說明。
[0047]充當"三相旋轉機械"的馬達80是包括兩個三相繞組集801、802的三相無刷馬達。 以相對于第一繞組集801的相線圈811、812、813的30度的電角度的位置關系來布置第二繞 組集802的相線圈821、822、823(參考日本專利第5,672,2788號的圖3)。旋轉角度傳感器85 檢測馬達80的電角度Θ，并且將電角度Θ輸出至控制單元65。
[0048] 充當"控制器"的ECU(電子控制單元）10包括逆變器601、602、電流傳感器701、702 和控制單元65。
[0049]充當"第一電力變換器"的第一逆變器601和充當"第二電力變換器"的第二逆變器 602設置成對應于兩個繞組集801、802。第一逆變器601和第二逆變器602將具有彼此相同的 幅值并且具有(30±60*n)度相位差的交變電流輸出至兩個繞組集801、802,其中η是整數(shù)。 [0050]在下文中，將包括繞組集和與該繞組集對應的逆變器的單元稱為"系統(tǒng)"。其中第 三位數(shù)為數(shù)字"Γ和"2"的部件附圖標記以及以"Γ和"2"結尾的表示物理量(諸如電流和電 壓)的符號指示了第一系統(tǒng)或第二系統(tǒng)的部件和物理量。
[0051 ] 逆變器601、602分別包括六個切換元件611-616、621-626，其例如是M0SFET(金屬 氧化物半導體場效應晶體管)等。逆變器60U602中的每一個都以橋接的方式連接在高壓線 路Lp與低壓線路Lg之間。逆變器601、602由來自控制單元65的驅動電路68的驅動信號來切 換，對電池51的直流電力進行變換，并且將該電力供給至兩個繞組集801、802。
[0052] 每個系統(tǒng)的電源繼電器521、522和平滑電容器設置在逆變器601、602的輸入部分 處。
[0053] 電流傳感器701、702通過電流檢測元件711、712、713、721、722、723來檢測每個系 統(tǒng)的相電流，并且將該相電流反饋至控制單元65。
[0054] 控制單元65包括微處理器67和驅動電路(預驅動器)68,并且基于來自轉矩傳感器 94等的轉矩信號trq來控制馬達80的激勵。
[0055] 接下來，將參考圖2來說明第一實施例的控制單元65的配置。在電流反饋控制過程 期間，第一實施例的控制單元65相對于每個系統(tǒng)的電流命令值針對在兩個三相繞組集801、 802中流動的實際電流執(zhí)行反饋。
[0056] 此處，將d_q軸電流命令值Id'Iq$分成第一系統(tǒng)和第二系統(tǒng)的d_q軸電流命令值 Idl' Iql' Id2' Iq2'由于作為一般的規(guī)則，第一系統(tǒng)逆變器601和第二系統(tǒng)逆變器602的 電特性是相等的，所以用電流命令值的一半來指示每個系統(tǒng)。
[0057] 峰值降低電流命令值計算器20計算峰值降低電流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_ red2、Iq_red2。將峰值降低電流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2加至每個系統(tǒng) 的d_q軸電流命令值Idl'Iql'Id2'Iq2'這些"峰值降低電流命令值"是通過將諧波分量 組合而產(chǎn)生的電流值，以便降低第1階分量(基波分量）相電流的峰值，并且以后將詳細說 明。
[0058] 接下來，電流命令值和峰值降低電流命令值之和將被稱為"疊加電流命令值"。此 處，通過方程式（I. 1)至（1.4)來定義d-q軸疊加電流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_ sup2〇
[0059] Id_supl = Idl*+Id_redl."(l · I)
[0060] Iq_supl = Iql*+Iq_redl."(l ·2)
[0061 ] Id_sup2 = Id2*+Id_red2···(I · 3)
[0062] Iq_sup2 = Iq2*+Iq_red2···(I ·4)
[0063] 第一實施例的電流反饋計算器30包括第一系統(tǒng)的第一控制器331和第二系統(tǒng)的第 二控制器332。此外，根據(jù)本公開，僅將第一實施例與第二實施例之間的差異部分定義為"電 流反饋計算器"，其是"基于命令值與實際值之間的偏差來執(zhí)行反饋計算的部分"。因此，反 饋計算器周圍的坐標變換塊顯示在"電流反饋計算器"的邊界的外側。
[0064]接下來，在圖2中，以"第一"來表示控制單元65的第一系統(tǒng)的控制塊，并且以"第 二"來表示控制單元65的第二系統(tǒng)的控制塊。然而，由于每個控制塊的功能對于兩個系統(tǒng)來 說是基本相同的，所以將"第一"和"第二"從本說明書適當省略以一起說明兩個系統(tǒng)。
[0065] 從三相/二相變換器351、352反饋實際電流1(11、^1、1(12、^2。將(11軸疊加電流命 令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2與實際電流Idl、Iql、Id2、Iq2之間的差輸入至控 制器331、332。為使這些差中的每一個都朝向O收斂，控制器331、332通過使用比例積分控制 操作來計算電壓命令值Vdl、Vql、Vd2、Vq2。
[0066] 三相/二相變換器341、342執(zhí)行坐標變換，以將(1-9軸電壓命令值￥(11、￥91、￥(12、￥92 變換為三相電壓命令值￥111、￥￥1、^1、￥112、￥￥2、^2。此外，為了在以后描述的電流二相/三 相變換器381、382之間進行區(qū)分，以"(V)2 Φ /3 Φ C0NV."來表示圖2。
[0067] 三相/二相變換器351、352執(zhí)行坐標變換，以將在電流傳感器處檢測到的實際電流 Iul、Ivl、Iwl、Iu2、Iv2、Iw2變換為d_q軸電流Idl、Iql、Id2、Iq2，并且反饋這些d_q軸電流 Idl、Iql、Id2、Iq2〇
[0068]在上述坐標轉換操作中，"Θ"用作第一系統(tǒng)中的電角度，并且"Θ-30"用作第二系統(tǒng) 中的相移了 30度的電角度。
[0069]在逆變器601、602的驅動控制期間，如在常規(guī)的HVM控制方案中那樣，可以將三相 電壓命令值Vul、Vvl、Vwl、Vu2、Vv2、Vw2變換成直接占空比，以基于與載波的比較來生成PWM 脈沖信號。然而，本實施例的控制單元65進一步針對三相電壓命令值Vul、Vvl、Vwl、Vu2、 Vv2、Vw2執(zhí)行死區(qū)補償。死區(qū)補償是在日本專利第5，333，422B號(JP. 2012-125022A)中公開 的技術，并且通過以下來實施:針對電壓命令值進行補償以使死區(qū)的效應無效，從而增大電 壓利用率或者降低線電壓中的失真。
[0070] 死區(qū)補償器（在附圖中表示為"死區(qū)補償器"）391、392針對三相電壓命令值Vul、 Vvl、Vwl、'\^12、'\^2、'\%2進行補償以使死區(qū)的效應無效，并且輸出補償電壓￥11_(11:1、'\^_(11:1、 \%_(11:1、￥11_(1丨2、'\^_(1丨2、'\%_(1丨2。在該操作期間，死區(qū)補償器391、392必須確定相電流的極 性。
[0071] 在圖2中，將基于"通過將相電流第5階分量和相電流第7階分量加至相電流第1階 分量而計算的電流值"來確定相電流的極性的配置的輸入輸出信號示出為雙點劃線。
[0072]通過分別使用電角度"Θ"和"Θ-30"，電流二相/三相變換器381、382執(zhí)行二相/三相 變換，以將d_q軸疊加電流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2變換成三相疊加電流 命令值 Iu_supl、Iv_supl、Iw_supl、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2，并且將這些三相疊加電流 命令值 Iu_supl、Iv_supl、Iw_supl、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2 輸出至死區(qū)補償器 391、392〇 [0073]三相疊加電流命令值 Iu_supl、Iv_supl、Iw_supl、Iu_sup2、Iv_sup2、Iw_sup2 對應 于"通過將相電流第5階分量和相電流第7階分量加至相電流第I階分量而計算的電流值"。 死區(qū)補償器391、392基于這些接收到的電流值來確定相電流的極性。
[0074]此外，以虛線來表示死區(qū)補償器391、392基于實際電流來確定相電流的極性的配 置中的輸入輸出信號。在此配置中，將在電流傳感器701、702處輸出的實際電流IuI、IV1、 1￥1、1112、1￥2、1?2輸入至三相/二相變換器351、352和死區(qū)補償器391、392兩者。
[0075]接下來，將參考圖3至圖7來說明峰值降低電流命令值計算器20的配置。
[0076]如圖3所示，峰值降低電流命令值計算器20包括d軸電流命令值限制器21、電流幅 值計算器22、電流幅值限制器23、電流幅值增益設定器24、電流相位計算器25、相位補償量 計算器26和最終電流命令值計算器27。峰值降低電流命令值計算器20基于d-q軸電流命令 值Id*、Iq*來計算峰值降低電流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2。峰值降低電流 是將要與相電流第1階分量(基波分量)進行疊加的電流，以便降低相電流第1階分量的峰 值。通過降低該峰值，可以在低旋轉速度時，特別是在馬達80在零速時，使由逆變器601、602 和繞組集801、802產(chǎn)生的熱量降低。
[0077] 除了d_q軸電流命令值Id*、Iq*之外，還將電角度Θ和電角速度ω輸入至峰值降低 電流命令值計算器20。通過取得由旋轉角度傳感器85檢測的電角度Θ的時間導數(shù)來得到電 角速度ω。將電角速度ω通過與比例常數(shù)相乘而變換為馬達旋轉速度[ rpm]。在以下的描述 和附圖中，將"根據(jù)電角速度ω變換的旋轉速度"在適當?shù)那闆r下簡寫為"旋轉速度ω "。此 外，旋轉速度ω的極性是電角度Θ的極性，g卩，反應了馬達80的旋轉方向。
[0078] 在本實施例中，為了在d_q軸坐標中計算峰值降低電流，針對相電流的第(6n_l)階 和第(6n+l)階諧波分量，峰值降低電流命令值計算器20利用第(6n)階d-q軸電流來計算。通 常，在與n= 1對應的情形中，針對相電流的第5階和第7階諧波分量，以第6階d-q軸電流來執(zhí) 行計算。相電流第5階分量和相電流第7階分量的頻率分別是相電流第1階分量的頻率的5倍 和7倍。此外，第6階d-q軸電流的頻率是相電流第1階分量的頻率的6倍。
[0079] 接下來，將說明每個塊處的計算?？梢酝ㄟ^參考查找圖來執(zhí)行每個塊的計算，或者 可以通過數(shù)值公式計算來執(zhí)行每個塊的計算。
[0080] d軸電流命令值限制器21根據(jù)馬達80的旋轉速度ω來限制d軸電流命令值Id*，并 且將d軸電流命令值Id*輸出為d軸電流命令限制值Id*_lim。具體地，如圖4所示，當旋轉速 度ω的絕對值為ω Cl1或以上時，將d軸電流命令值Id*乘以作為d軸電流限制增益kd的"Γ。 此外，當旋轉速度ω的絕對值低于ω do時，將d軸電流命令值Id*乘以作為d軸電流限制增益 kd的"0"。當旋轉速度ω的絕對值處于ω do與ω eh之間時，使增益kd從"0"至"Γ逐漸增大。 [0081 ]換言之，當旋轉速度ω的絕對值為ω Cl1或以上時，將d軸電流命令值Id*維持原狀。 當旋轉速度ω的絕對值低于ω do時，將d軸電流命令值Id*當作0，其中電流相位0i被固定在〇 度。此外，當旋轉速度ω的絕對值處于ω do與ω Cl1之間時，使d軸電流命令值Id*在此期間逐 漸變化。由此，在旋轉速度ω的絕對值低于ω do的低旋轉速度區(qū)域中，可以省略d-q軸電流 相位Qi的計算。
[0082] 此處，如日本專利第5，672，278B號的圖7所示，電流相位0i對應于電流矢量相對于 作為基準的+q軸的角度，表示Id*、Iq*的電流矢量分別作為d-q軸坐標系中的d軸分量和q軸 分量。將電流相位9:定義成從+q軸沿著逆時針方向設置。
[0083]電流幅值計算器22計算d-q軸電流的第6階分量的電流幅值基準值Ipo。
[0084] 電流幅值限制器23限制電流幅值基準值Ipo的值，并且將電流幅值基準值Ipo輸出 為電流幅值限制值Iplim。具體地，如圖5所示，當電流幅值基準值Ipo的絕對值處在Ip_neg或 以上并且處在Ip_grd或以下時，將電流幅值基準值Ipo維持原狀。反過來，當電流幅值基準 值Ipo的絕對值低于Ip_neg時，將0用作電流幅值限制值IpuM。此外，當電流幅值基準值Ipo的 絕對值超過Ip_grd時，將電流幅值限制值IpuM限制為警戒值± Ip_grd。
[0085] 當電流幅值基準值Ipo的絕對值少于Ip_neg時，相電流第1階分量的峰值相對較 低。此時，發(fā)熱沒有變成問題，因此很少需要有意地降低峰值。因此，將〇用作電流幅值限制 值Ip LIM，并且峰值降低電流命令值計算器20輸出0作為峰值降低電流命令值。
[0086]電流幅值增益設定器24根據(jù)馬達80的旋轉速度ω來設定電流幅值增益kp。將電流 幅值增益kp乘以從電流幅值限制器23輸出的電流幅值限制值IpLIM，以得到電流幅值Ip。將 電流幅值Ip輸出至最終電流命令值計算器27。
[0087]如圖6 (a)和圖6 (b)所示，當旋轉速度ω的絕對值大于ω p時，于是將電流幅值增益 kp設定為"0"。換言之，在旋轉速度ω的絕對值大于ωρ的高旋轉速度區(qū)域中，將O用作峰值 降低電流命令值，并且不執(zhí)行用于降低相電流第1階分量的峰值的激勵。因此，如果電流幅 值增益設定器24的旋轉速度閾值ω ρ與d軸電流命令值限制器21的旋轉速度閾值ω do之間 的關系滿足"《do》ωρ"，那么在所有的旋轉速度區(qū)域，都可以省略電流相位0,的計算。
[0088] 反過來，當旋轉速度ω的絕對值為ωρ或以下時，那么在圖6(a)所示的示例中，設 定電流幅值增益kp，以使得隨著電流幅值增益kp接近0,旋轉速度ω以線性的方式增大。此 外，在圖6(b)所示的示例中，設定電流幅值增益kp，以便校正電流控制中的響應延遲所導致 的幅值衰減。例如可以將電流幅值增益k p設定成隨著旋轉速度ω的絕對值從ω p減小而增 大，然后一旦旋轉速度ω的絕對值處于0的附近，則電流幅值增益kp減小。
[0089] 當電流幅值增益設定器24的旋轉速度閾值ω p與d軸電流命令值限制器21的旋轉 速度閾值ω do之間的關系滿足" ω do〈 ω p"時，在旋轉速度ω的絕對值的" ω do〈 I ω I〈 ω p"的 區(qū)域中，電流相位計算器25基于d-q軸電流命令值Id*、Iq*來計算d-q軸電流相位0i。然后， 電流相位計算器25將d-q軸電流相位0i輸出到最終電流命令值計算器27。
[0090] 相位補償量計算器26根據(jù)馬達80的旋轉速度ω來計算相位補償量0C。隨著旋轉速 度ω增大，用于激勵的電流的頻率增大，并且有必要的是，針對電流控制中的響應延遲所導 致的相位滯后要素進行補償。此處，如圖7所示，相位補償量計算器26計算相位補償量0 C，該 相位補償量9c在下限值0c_min與上限值0c_max之間與旋轉速度ω具有正關系。然后，相位 補償量計算器26將相位補償量0 C輸出至最終電流命令值計算器27。
[0091] 最終電流命令值計算器27已經(jīng)在此輸入了電流幅值Ιρ、相位補償量0C和取決于情 況輸入的d_q軸電流相位0i。此外，最終電流命令值計算器27得到來自旋轉角度傳感器85的 電角度Θ，并且計算峰值降低電流命令值Id_redl、Iq_redl、1(1_^(12、19_^(12。稍后將描述 特定計算公式(參考圖21)。
[0092] 由于上述配置，根據(jù)第一實施例的控制單元65，關于d_q軸疊加電流命令值Id_ supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2執(zhí)行反饋控制，其中，通過將峰值降低電流命令值Id_ redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2 加至兩個系統(tǒng)的d_q 軸電流命令值Idl*、Iql*、Id2*、Iq2* 來得到d-q軸疊加電流命令值I d_sup I、I q_sup I、I d_sup2、I q_sup2。由此，通過與相電流第1 階分量疊加的相電流第5階分量和相電流第7階分量來激勵兩個繞組集801、802。
[0093]此處，通過30度的電角度偏移的位置關系來布置兩個繞組集801、802。假定兩個系 統(tǒng)正常運行，則從兩個系統(tǒng)的逆變器601、602輸出的交變電流彼此等同，其中具有彼此30度 的相位差。因此，如在在先專利發(fā)明中那樣，可以在兩個系統(tǒng)的總轉矩中取消第6階轉矩波 動。此外，可以將可以取消轉矩波動的相位差歸納并且表示為(30±60*n)度，其中η是整數(shù)。
[0094]在先專利發(fā)明公開了一種使用第5階分量作為與相電流第1階分量的基波電流疊 加的諧波的配置，并且公開了一種使用d-q軸第6階分量的配置。相比之下，根據(jù)本公開的一 方面，將相電流第5階分量和相電流第7階分量的最優(yōu)幅值組合與相電流第1階分量進行疊 加。
[0095] 順便提及，在JP 2014-121189 A中，公開了如下技術:針對包括兩個三相繞組集的 多繞組馬達的控制器，通過將諧波分量(例如第5階、第7階等)與基波分量進行疊加來計算 電壓命令。然而，JP 2014-121189 A的常規(guī)技術涉及改進馬達的輸出，并且估計使基波分量 根據(jù)諧波分量從100%增大的諧波分量的比例，而不考慮將降低相電流峰值作為重點。
[0096]在這一點上，本公開的一方面涉及降低相電流峰值。因此，本公開的這個方面的目 的是找到第5階諧波和第7階諧波的最優(yōu)幅值組合。
[0097](通過第5、第7階諧波激勵來降低相電流峰值）
[0098] 接下來，將參考圖8至圖14來說明通過第5階和第7階諧波激勵來降低相電流峰值。
[0099] 首先，圖8和圖9示出了關于第5階和第7階諧波的幅值比的分析研究的結果，其在 與相電流第1階分量進行疊加時使相電流峰值最小化。在這個研究中，認為相電流第1階分 量的幅值是1〇〇%。通過針對根據(jù)第6階正弦波的d軸電流和第6階正弦波的q軸電流所配置 的峰值降低電流命令值執(zhí)行坐標變換，生成這個分析中的相電流第5階和第7階諧波。
[0100] 具有疊加的第5階和第7階諧波的相電流峰值，例如當相電流第1階分量的峰值是 95%時，被稱為"相電流峰值降低量是5%"。此外，在本公開中，如將在以后描述的那樣，將 "相電流峰值降低率"定義為通過將相電流峰值降低量乘以平均輸出轉矩而得到，并且與 "相電流峰值降低量"不同地使用。
[0101] 圖8的特征線示出了第7階諧波幅值(垂直軸)與每個第5階諧波幅值(水平軸）的最 優(yōu)組合，其使相電流峰值降低量最大化。
[0102] 圖9的特征線示出了圖8中示出的最優(yōu)組合中第5階諧波幅值與相電流峰值降低量 之間的關系。
[0103] 作為比較，圖10示出了在僅疊加第5階諧波時的相電流峰值降低量。在僅有第5階 諧波的情況下，估計最大峰值降低是4.9%。
[0104] 在這一點上，在圖9中，通過設定"6%或更大的峰值降低量"的目標值(這與僅使用 第5階諧波相比高了約1%)，第5階諧波幅值落入8.1%至16.1%的范圍內。如圖8所示，與這 個范圍對應的第7階諧波幅值處于2.0 %與10.0 %之間。
[0105] 可以通過下列方程(2.1)和（2.2)將顯示了圖8中示出的第5階和第7階分量的最優(yōu) 幅值組合的特征線近似為折線，其中第5階諧波幅值是x(8.1 < X < 16.1)并且第7階諧波幅 值是 y(2.0<x< 10.0)[%]。
[0106] y = 〇.75x-4.1 (8.1 < x < 12.5)---(2.1)
[0107] y = 1.31x-ll.l (12.5 <x< 16.1)---(2.2)
[0108] 雖然以上方程通過將第三小數(shù)位四舍五入來表示具有兩個小數(shù)位的斜率，并且通 過將第二小數(shù)位四舍五入來表示具有一個小數(shù)位的截距，但是可以在適當?shù)那闆r下改變四 舍五入位置。因此，認為受到與本公開相同的技術考慮的影響并且僅改變四舍五入位置的 方程與此處公開的方程基本相同。這對以下方程同樣成立。
[0109] 當?shù)?階諧波幅值是12.5 %并且第7階諧波幅值是5.3 %時，峰值降低量高達 7.2%。幅值的這個組合被稱為"最大降低量幅值"，并且在圖11中由"0"標記示出。在圖12 (a)中，示出了第6階正弦波的d軸電流和第6階正弦波的q軸電流的產(chǎn)生最大降低量幅值的 波形。當將第6階正弦波的d軸電流的幅值設定為21.8%，并且將第6階正弦波的q軸電流的 幅值設定為8.8%時，根據(jù)坐標變換計算公式(3.1)，第5階分量的幅值是12.5%，并且根據(jù) 公式(3.2)，第7階分量的幅值是5.3%。
[0110] (21.8+8.8)/2 Χ，（2/3) = 12.5···(3·1)
[0111] (21·8-8·8)/2Χ，（2/3)=5·3···(3·2)
[0112] 此外，圖13(a)示出具有7.2%的峰值降低量的相電流波形，其中將具有最大降低 量幅值的第5階和第7階分量進行疊加。
[0113] 此外，表1示出了當?shù)?階諧波幅值是8.1%、12.5%、16.1%時導致超過5 %的相電 流峰值降低量的第7階諧波幅值的上限和下限。此外，通過圖11中的虛線示出了表1的范圍。 這個范圍被稱為"有利幅值范圍"。通過使用來自有利幅值范圍的第5階和第7階諧波幅值的 組合，可以達到超過5%的峰值降低量，其多于當僅疊加第5階諧波時所達到的最大峰值降 低量(4.9%)。
[0114] (表 1)
L〇116」通過由以下5個方程(4.1)至(4.5)代表的直線所圍繞的范圍來限定由圖11中的虛 線示出的有利幅值范圍，其中第5階諧波幅值是x[ % ]并且第7階諧波幅值是y[ % ]。
[0117] χ = 8·1···(4·1)
[0118] x = 16.1---(4.2)
[0119] y = 〇.54x-3.8(8.1 <x< 12.5)---(4.3)
[0120] y = 1.14x-11.3(12.5<x< 16.1)---(4.4)
[0121] y = I. 〇〇x-5.0(8.1 <x< 16.1)---(4.5)
[0122] 在這一點上，作為一般的規(guī)則，峰值降低電流命令值計算器20計算峰值降低電流 命令值，以便得到根據(jù)第5階和第7階諧波幅值的最大降低量幅值。然而，當考慮控制中的變 化等時，只要計算峰值降低電流命令值以獲得有利幅值范圍內的幅值，那么相電流峰值降 低量就將超過5%。因此，與僅疊加第5階諧波時相比，可以進一步降低相電流峰值。
[0123] 例如使用由d_q軸上的第6階正弦波的d軸電流和第6階正弦波的q軸電流形成的峰 值降低電流命令值，基于"第5階和第7階諧波疊加"的激勵，分析了上面描述的最優(yōu)幅值。接 下來，作為與此不同的方法，將針對基于"最小峰值激勵"的最優(yōu)幅值的分析給出說明。
[0124] 在基于"最小峰值激勵"的分析中，針對每個電角度搜索"使相電流峰值最小化而 不生成轉矩波動的d-q軸電流"?；谶@個搜索結果，如圖12(b)所示，通過施加作為d軸電流 的第6階大致三角波和作為q軸電流的第6階大致正弦波，可以降低相電流峰值。在這種情況 下，d軸電流近似為與三角波類似的準三角波，而第6階q軸電流近似為正弦波。d軸電流的準 三角波和q軸電流的正弦波還可以近似為包括第6階、第18階、第30階分量等的正弦波的波 形。
[0125] 通過傅里葉級數(shù)分解，在準三角波形中具有與三角波形相同頻率的階分量是三角 波形幅值（33.2 % )的81 %。因此，準三角波形的幅值被認為是（33.2X0.81 = )26.8%。此 外，第6階正弦波的q軸電流的幅值是8.2%。根據(jù)坐標變換公式(5.1)，第5階分量的幅值是 14.3%，并且根據(jù)公式(5.2)，第7階分量的幅值是7.6%。
[0126] (26.8+8.2)/2 Χ，（2/3) = 14.3···(5·1)
[0127] (26·8-8·2)/2Χ，（2/3)=7·6···(5·2)
[0128] 換言之，根據(jù)"最小峰值激勵"的幅值的組合"第5階：14.3%并且第7階:7.6%"對 應于最大降低量幅值。在圖13(b)中示出根據(jù)這些幅值的相電流波形?；?最小峰值激勵" 所分析的最大降低量幅值的峰值降低量是7.2%，并且等于根據(jù)"第5階和第7階諧波疊加" 的最大降低量幅值的峰值降低量。然而，作為近似的結果，根據(jù)實際測試的峰值降低量是 6.7%〇
[0129] 此外，在圖11中通過標記示出根據(jù)"最小峰值激勵"的最大降低量幅值"第5 階：14.3%并且第7階:7.6%"。當與根據(jù)"第5階和第7階諧波疊加"的最大降低量幅值相比 時，這些幅值對應于是（14.3/12.5) = 1.15倍的第5階幅值以及是(7.6/5.3) = 1.44倍的第7 階幅值。
[0130] 因此，通過將根據(jù)"第5階和第7階諧波疊加"的有利幅值范圍乘以這些比率，可以 計算針對其中相電流峰值降低量超過5%的"最小峰值激勵"的有利幅值范圍，如表2和圖11 中的單點劃線的范圍示出的那樣。
[0131] (表 2)
[0133] 通過由以下5個方程(6.1)至(6.5)代表的直線圍繞的范圍來限定由圖11中的單點 劃線示出的有利幅值范圍，其中第5階諧波幅值是x[ % ]并且第7階諧波幅值是y[ % ]。
[0134] χ = 9.3···(6.1)
[0135] χ = 18·5···(6·2)
[0136] y = 0.67x-5.3(9.3<x< 14.4)---(6.3)
[0137] y = 1.44x-16.4(14.4<x< 18.5)---(6.4)
[0138] y = 1.25x-7.1(9.3<x< 18.5)---(6.5)
[0139] 在這一點上，當與根據(jù)"第5階和第7階諧波疊加"的最大降低量幅值和有利幅值范 圍相比時，將根據(jù)"最小峰值激勵"的有利幅值范圍和最大降低量幅值沿著第5階和第7階諧 波幅值兩者都增大的方向移位。在任何情況下，只要計算峰值降低電流命令值以得到有利 幅值范圍內的幅值，那么與僅疊加第5階諧波時相比，就可以進一步降低相電流峰值。
[0140] 接下來，將參考圖14來說明由于降低相電流峰值而帶來的損失降低效應。
[0141] 圖14(a)示出當馬達80在零速和低速時的損失降低效應。在零速和低速期間，由于 相電流峰值而帶來的發(fā)熱效應是較大的。在這一點上，使用方程(7)，通過基于相電流的平 方值來計算損失，當峰值降低量是7.2%時損失降低效應是13.9%。
[0142] {1-(1-0.072)2} X 100 = 13.9···(7)
[0143] 因此，當使用"第5階和第7階諧波疊加"方法或者"最小峰值激勵"來計算峰值降低 電流命令值時，當與正弦波(相電流第1階分量)驅動相比時，可以將基于一個電角度周期期 間的最大電流的損失降低13.9%。
[0144] 相比之下，圖14(b)示出了當馬達80在中速到高速時的損失降低效應。在中速和高 速期間，效應值比峰值更影響發(fā)熱，由此，估計電流有效值的平方值。結果，當與正弦波驅動 相比時，針對"第5階和第7階諧波疊加"使損失增加了 1.8%，并且針對"最小峰值激勵"使損 失增加了2.8%。
[0145] 因此，可以預料的是，當馬達80在零速或者低速時，優(yōu)選地疊加諧波分量以降低電 流峰值，而當馬達80在高速時，優(yōu)選地不疊加諧波分量。圖6的特性圖反映了這個結果。
[0146] (單系統(tǒng)驅動期間的激勵）
[0147] 接下來，將參考圖15至21，針對當兩個系統(tǒng)中的一個出故障等時執(zhí)行的單系統(tǒng)驅 動期間的激勵來提供說明。以30度相移的方式來配置兩個繞組集，并且在雙系統(tǒng)驅動期間， 可以通過諧波分量來取消轉矩波動。在這一點上，在單系統(tǒng)驅動期間，不能實現(xiàn)這種取消效 應。因此，有必要考慮降低相電流峰值和降低轉矩波動這兩個目的之間的優(yōu)先級平衡。
[0148] 在圖15中，示出了由馬達80產(chǎn)生的反電動電壓Eul、Evl、Ewl。在本實施例的馬達80 的情況下，可以認為在反電動電壓中包括第5階諧波分量的5%和第7階諧波分量的2%?；?于可應用的馬達80的規(guī)格，諧波分量的幅值是不同的。此外，通過反電動電壓來確定轉矩波 動的大小。
[0149] 作為參考，圖16(a)僅示出了相電流第1階分量的電流波形，并且圖16(b)僅示出了 相電流第1階分量的在單系統(tǒng)驅動期間的轉矩波形。
[0150]此外參考日本專利第5,672,278B號的方程(4)，在方程(8)中表示了馬達80的轉矩 T。第1階、第5階和第7階電流幅值是11、15、17，并且第1階、第5階和第7階磁通幅值是如、如、 Φ7?？梢曰诜至康臉O性的定義來顛倒方程(8)中的加減運算的符號。
[0151] T= 1 · 5 X {ΙιΦι-ΙιΦδ cos(6Θ )-l5ih cos(69)+Ι5Φ5+ΙιΦ7 cos(69)+?7Φι cos(6Θ )+工7 Φ7}···(8)
[0152] 在這一點上，如果第1階電流幅值I1與第1階磁通幅值ih的積被認為是100%，則轉 矩T以150%的平均基準值的方式進行脈動。
[0153]此處，將"平均轉矩率"和"轉矩波動率"進行如下定義。
[0154] 平均轉矩率[%]=平均轉矩[%]/1.5
[0155] 轉矩波動率[% ]=(轉矩波動[% ]/平均轉矩[% ]) X 100
[0156] 在圖16至圖19中，將平均轉矩表示為"Avr"，并且將轉矩波動率表示為"Rtr"。圖16 (b)的波形具有100%的平均轉矩率和2.8%的轉矩波動率。
[0157] 當進行激勵以使得轉矩波動最小化時，如圖17所示，優(yōu)選的是疊加"第5階:-5%， 第7階:-2%"的諧波分量以抵消反電動電壓，該"第5階:-5%，第7階:-2%"的諧波的大小與 反電動電壓的第5階和第7階分量的大小相同。此時，圖17(b)的波形具有99.7%的平均轉矩 率和0.3 %的轉矩波動率。此外，圖17 (a)示出了 3.0 %的相電流峰值降低量。
[0158] 在中等范圍中維持轉矩波動降低和相電流峰值降低兩者的情況下，例如如圖18 (a)所示，僅疊加-5 %的第5階諧波分量。在這個示例中，如圖18(a)所示，相電流峰值降低量 是4.7%。此外，圖18(b)的波形具有99.8%的平均轉矩率和2.0%的轉矩波動率。
[0159]當進行激勵以使得相電流峰值最小化時，如圖19所示，優(yōu)選的是疊加"第5階：-12.5 %，第7階:-5.3 %"的諧波分量，這與雙系統(tǒng)激勵期間的相同。此時，圖19 (a)示出相電 流峰值降低量是7.2%，這與雙系統(tǒng)激勵期間的相同。此外，圖19(b)的波形具有99.8%的平 均轉矩率和4.2%的轉矩波動率。
[0160]圖20示出了當在單系統(tǒng)驅動期間僅疊加第5階諧波時相電流峰值降低率與轉矩波 動降低率之間的關系。此處，將"相電流峰值降低率"定義如下。
[0161]相電流峰值降低率[% ]=相電流峰值降低量[% ] X平均轉矩率[% ]/100
[0162] 此處，平均轉矩率是通過從100%減去范圍在百分之幾至百分之幾十的若干諧波 幅值的積而得到的值。因此，如圖17至圖19所示，平均轉矩率基本上是99%或更高。因此，平 均轉矩率相對于相電流峰值降低率是小的貢獻因子。因為這個原因，相電流峰值降低率主 要取決于"當僅疊加第5階諧波時的相電流峰值降低量"（參考圖10)。
[0163] 此外，轉矩波動率在第5階諧波幅值是3%時為0,并且在第5階諧波幅值從3%增加 或減小時對稱地增大。這個"3%"的幅值對應于在進行激勵以使得轉矩波動最小化期間使 用的幅值中的第5階諧波幅值與第7階諧波幅值(第5階:-5%，第7階:-2%)之間的差(參考 圖 17)。
[0164] 接下來，將說明圖21的流程圖。這個流程圖涉及在正常激勵期間（即，在雙系統(tǒng)驅 動期間）以及在單系統(tǒng)驅動期間通過峰值降低電流命令值計算器20執(zhí)行的峰值降低電流計 算的切換過程。在圖21中，符號"S"表示步驟。
[0165] 如果在Sl處當前正在執(zhí)行雙系統(tǒng)驅動（SI:是），則在S2處，使用公式（9.1)和 (9.2)，來計算峰值降低電流命令值Id_red、Iq_red。
[0166]
[0167]
[0168] 如果由于一個系統(tǒng)出故障等而當前正在執(zhí)行單系統(tǒng)驅動（SI:否，S3:是），則在S4 處，使用公式（10.1)和（10.2)，來計算峰值降低電流命令值Id_red、Iq_red。此外，如果兩個 系統(tǒng)都已經(jīng)出故障（S3:否），則不能驅動馬達80,并且過程結束。
[0169]
[0170]
[0171] (效果）
[0172] 將說明本實施例的E⑶10的操作效果。
[0173] (1)由于上述逆變器601、602和繞組集801、802的配置，在雙系統(tǒng)驅動期間，可以將 第6階轉矩波動取消掉。此外，針對相電流第5階分量和相電流第7階分量的幅值相對于相電 流第1階分量的幅值，峰值降低電流命令值計算器20通過"第5階和第7階諧波疊加"或者"最 小峰值激勵"來計算峰值降低電流命令值作為最大降低量幅值或者有利幅值范圍內的值。 由此，在對峰值降低電流命令值進行疊加的情況下，可以將相電流峰值降低量最優(yōu)化。
[0174] (2)峰值降低電流命令值計算器20將第6階分量的以最優(yōu)方式離線計算的幅值與 d_q軸電流命令值進行疊加。因此，與d_q轉換第5階和第7階諧波的配置或者將控制值加至 UVW相的配置相比，簡化了計算。
[0175] (3)由于"第5階和第7階諧波疊加"，在d軸和q軸中應用第6階正弦波電流的配置可 以簡單地結合正弦波電流。此外，由于"最小峰值激勵"，在d軸中應用第6階準三角波電流和 在q軸中應用第6階正弦波電流的配置可以有效地使所有電角度的相電流峰值最小化。
[0176] (4)當馬達80的旋轉速度ω的絕對值小于ω 〇(參考圖4)時，峰值降低電流命令值 計算器20將d軸電流命令值Icf當作0。由此，可以在低速區(qū)域中省略d-q軸電流相位Q i的計 算。
[0177] (5)當相電流第1階分量的幅值的絕對值小于Ip_neg(參考圖5)時，峰值降低電流 命令值計算器20將這個幅值當作0。由此，當很少需要降低峰值時，可以省略峰值降低電流 命令值的計算。
[0178] (6)峰值降低電流命令值計算器20根據(jù)馬達80的旋轉速度ω來改變相電流第5階 分量和相電流第7階分量的幅值。具體地，當旋轉速度ω的絕對值大于ω ρ時，不疊加諧波分 量(參考圖6)。換言之，在當峰值具有較大發(fā)熱效應時的零速和低速期間疊加諧波分量，而 在當有效值具有較大發(fā)熱效應時的高速期間不疊加諧波分量。由此，可以根據(jù)需要來執(zhí)行 有效控制。
[0179] (7)峰值降低電流命令值計算器20根據(jù)馬達80的旋轉速度ω針對相電流第5階分 量和相電流第7階分量的相位進行補償(參考圖7)。由此，可以在電流控制中針對由響應延 遲導致的相位滯后要素進行補償。
[0180] (8)控制單元65包括死區(qū)補償器391、392,其根據(jù)相電流的極性來執(zhí)行電壓補償， 以便相對于施加至馬達80的電壓來取消掉死區(qū)的效應。由此，可以改進電壓利用率并且降 低線電壓中的失真。
[0181] 基于實際電流或者基于將相電流第5階分量和相電流第7階分量加至相電流第1階 分量的電流值，死區(qū)補償器391、392能夠確定相電流的極性。
[0182] (9)當兩個系統(tǒng)中的一個系統(tǒng)出故障時，控制單元65繼續(xù)利用正常運行的系統(tǒng)來 驅動馬達80。此時，峰值降低電流命令值計算器20計算峰值降低電流，以使得疊加具有與雙 系統(tǒng)驅動期間不同的幅值的相電流第5階分量和相電流第7階分量。
[0183] 在單系統(tǒng)驅動期間，不能實現(xiàn)轉矩波動取消效應。在這一點上，優(yōu)選的是，通過平 衡降低相電流峰值和降低轉矩波動的優(yōu)先級，來確定相電流第5階分量和相電流第7階分量 的幅值。
[0184] (第二實施例）
[0185] 將參考圖22來說明本公開的第二實施例。在電流反饋控制方案中，相對于電流命 令值的和與差，控制單元66針對兩個三相繞組集801、802中流動的實際電流的和與差來執(zhí) 行反饋。除了與第一實施例的不同以外，通過與圖2相同的附圖標記來表示基本相同的配 置，并且省略其說明。
[0186] 第二實施例的控制單元66的電流命令值加減器41針對d軸和q軸中的每一個來執(zhí) 行電流命令值Id*、Iq*的加法和減法，生成IdSum*、IqSum*作為電流命令值之和，并且生成 IdDiff*、IqDiff*作為電流命令值之差。兩個系統(tǒng)的電特性是相同的，因此IdSum*、IqSum* 對應于Id*、Iq*的兩倍，而IdDiff*、IqDiff*對應于"0"。
[0187] 針對d軸和q軸中的每一個，在加減器29處對于由峰值降低電流命令值計算器20計 算的峰值降低電流命令值Id_redl、Iq_redl、Id_red2、Iq_red2進行相加和相減。由于相電 流取消掉了偏移30度的兩個系統(tǒng)的第6階分量之和，所以峰值降低電流命令值之和是0,并 且僅輸出IcLredDiff和Iq_redDiff。將Id_redDiff和Iq_redDiff加至電流命令值之差，換 言之，添加至"0"。
[0188] 然后，四個值"IdSum*、IqSum*、Id_redDiff和Iq_redDiff"，作為"通過將峰值降低 電流命令值加至d-q軸電流命令值而得到的疊加電流命令值"，被輸出至和控制器421、差控 制器422和系統(tǒng)電壓計算器47。
[0189] 第二實施例的電流反饋計算器40包括和控制器421、差控制器422、兩個系統(tǒng)電壓 計算器43和反饋電流加減器46。
[0190] 反饋電流加減器46計算 Id Sum、I qSum、IdDiff 和 IqD iff。將Id Sum*、IqSum* 與 IdSum、IqSum之間的偏差輸入至和控制器421。和控制器421使用比例積分控制操作來計算 作為兩個系統(tǒng)電壓命令值之和的VdSum、VqSum，以使得輸入至和控制器421的偏差收斂為0〇 此外，將Id_redDiff、Iq_redDiff與IdDiff、IqDiff之間的偏差輸入至差控制器422。差控制 器422使用比例積分控制操作來計算作為兩個系統(tǒng)電壓命令值之差的VdDiff、VqDiff，以使 得輸入至差控制器422的偏差收斂為0。
[0191] 系統(tǒng)電壓計算器43將￥(^11111、￥9311111、￥(10丨€廠￥9〇丨€€變換為第一系統(tǒng)和第二系統(tǒng)的 電壓命令值￥(11、￥91、￥(12、￥92，并且將這些電壓命令值￥(11、￥91、￥(12、￥92輸出至（電壓）二 相/三相變換器341、342。
[0192] 將來自三相/二相變換器351、352的電流命令值1(11、^1、1(12、^2輸入至反饋電流 加減器46。反饋電流加減器46對電流命令值IdUIql、Id2、Iq2進行相加和相減以計算 IdSum、IqSum、IdDiff、IqDiff0
[0193] 此外，系統(tǒng)電壓計算器47將1(^11!11*、19311111*、1(1_代(10丨€付卩19_代(10丨€€變換為第一 系統(tǒng)和第二系統(tǒng)的d-q軸疊加電流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2，并且將d-q 軸疊加電流命令值Id_supl、Iq_supl、Id_sup2、Iq_sup2輸出至電流二相/三相變換器381、 382〇
[0194] 此后，關于電流二相/三相變換器381、382和死區(qū)補償器391、392，如第一實施例中 那樣同樣適用。
[0195] 在第二實施例中，使用電流命令值之和與差來執(zhí)行反饋控制，因此可以進一步簡 化計算。此外，盡管針對包括電流命令值加減器41和加減器29的配置提供了說明，但是也可 以不設置電流命令值加減器41和加減器29。在這種情況下，盡管設定IdSum= Id*、IqSum = Iq*、IdDiff = O、IqDiff = O，但是可以直接在最終電流命令值計算器27處計算Id_redDiff、 Iq_redDiff〇
[0196] (其它實施例）
[0197] (A)在上述實施例的峰值降低電流命令值計算中，將第6階分量與d_q軸電流命令 值進行疊加，并且這個配置對應于日本專利第5，672，278 B號的第三和第四實施例（圖12、 圖13)。然而，不限于這種配置，可以使用其中對第5階和第7階諧波進行d-q變換的配置或者 其中將控制權重加至UVW相的配置，以便對應于日本專利第5，672，278B號的第一和第二實 施例（圖5、圖11)。同樣在這種情況下，可以由于"第5階和第7階諧波疊加"而調用最大降低 量幅值或有利的幅值范圍。
[0198] (B)上述第二實施例的峰值降低電流命令值計算使用了與IdDiff和IqDiff對應的 電流，但是在其中IdSum基本上對于轉矩沒有貢獻的馬達中，可以預料的是，可以通過改變 與I dSum對應的電流來降低相電流峰值。
[0199] (C)ECU 10的特定配置不限于上述實施例的配置。例如，切換元件可以是除了 MOSFET之外的場效應晶體管、IGBT (絕緣柵雙極晶體管)等。
[0200] (D)本公開的三相旋轉機械控制器不限于用于電動助力轉向裝置的馬達控制器， 而是可以應用為用于其它三相馬達或者發(fā)電機的控制器。
[0201] 本公開不限于這些實施例，而是可以預料不脫離本公開的主旨的多個變型。
【主權項】
1. 一種用于驅動具有兩個三相繞組集(801，802)的三相旋轉機械(80)的三相旋轉機械 控制器，包括： 與所述兩個繞組集對應的第一電力變換器(601)和第二電力變換器(602)，所述第一電 力變換器和所述第二電力變換器將具有彼此相同的幅值并且具有彼此(30±60*n)[度]的 相位差的交變電流輸出至所述兩個繞組集，所述η是整數(shù);以及 控制單元(65,66)，其控制所述三相旋轉機械的激勵，以便通過將相電流第5階分量和 相電流第7階分量與相電流第1階分量進行疊加來降低施加至所述三相旋轉機械的相電流 第1階分量的峰值，所述相電流第5階分量的頻率是所述相電流第1階分量的頻率的5倍，所 述相電流第7階分量的頻率是所述相電流第1階分量的頻率的7倍，其中 所述控制單元對具有8.1至16.1 [ % ]的幅值的相電流第5階分量和具有0.6至11.1 [ % ] 的幅值的相電流第7階分量進行疊加，相對于所述相電流第1階分量的幅值來限定所述相電 流第5階分量的幅值和所述相電流第7階分量的幅值。2. 根據(jù)權利要求1所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元將所述相電流第5階分量和所述相電流第7階分量與由以下五個方程代 表的直線所圍繞的范圍內的幅值的組合進行疊加： x = 8.1 χ= 16.1 y = 0.54χ-3.8(8.1 <χ< 12.5) y=l.14χ-11.3(12.5<χ< 16.1) y=l.00χ-5.0(8.1 <χ< 16.1) 其中，所述相電流第5階分量的幅值是χ[ % ]，并且所述相電流第7階分量的幅值是y [%]〇3. 根據(jù)權利要求2所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元在d_q軸上計算頻率是所述相電流第1階分量的頻率的6倍的第6階d軸電 流和第6階q軸電流，以使得可以通過坐標變換來獲得所述相電流第5階分量和所述相電流 第7階分量。4. 根據(jù)權利要求1所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元在d_q軸上計算頻率是所述相電流第1階分量的頻率的6倍的第6階準三 角波d軸電流和第6階q軸電流，以使得可以通過坐標變換來獲得所述相電流第5階分量和所 述相電流第7階分量。5. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述繞組集中的每一個和對應于該繞組集的電力變換器形成系統(tǒng)，并且 所述控制單元相對于每個系統(tǒng)的電流命令值針對在所述繞組集中流動的實際電流來 執(zhí)行反饋控制。6. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述繞組集中的每一個和對應于該繞組集的電力變換器形成系統(tǒng)，并且 所述控制單元相對于兩個系統(tǒng)的電流命令值的和與差針對在所述繞組集中流動的實 際電流的和與差來執(zhí)行反饋控制。7. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元根據(jù)所述三相旋轉機械的旋轉速度來改變所述相電流第5階分量的幅值 和所述相電流第7階分量的幅值。8. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元在d_q軸上計算d軸電流和q軸電流，以使得可以通過坐標變換來獲得所 述相電流第5階分量和所述相電流第7階分量，并且 當所述三相旋轉機械的旋轉速度的絕對值低于預定值時，認為d軸電流命令值為0。9. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 當所述相電流第1階分量的幅值低于預定值時，所述控制單元認為所述相電流第1階分 量的幅值為0。10. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元根據(jù)所述三相旋轉機械的旋轉速度來針對所述相電流第5階分量的相位 和所述相電流第7階分量的相位進行補償。11. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述控制單元包括死區(qū)補償器(391，392)，其根據(jù)相電流極性來執(zhí)行電壓補償，以便相 對于施加至所述三相旋轉機械的電壓來取消掉死區(qū)的效應。12. 根據(jù)權利要求11所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述死區(qū)補償器基于實際電流來確定所述相電流極性。13. 根據(jù)權利要求11所述的三相旋轉機械控制器，其中 基于通過將所述相電流第5階分量和所述相電流第7階分量加至所述相電流第1階分量 而計算的電流值，所述死區(qū)補償器確定所述相電流極性。14. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述繞組集中的每一個和對應于該繞組集的電力變換器形成系統(tǒng)，并且 所述控制單元被配置成：當所述兩個系統(tǒng)中的一個系統(tǒng)出故障時，繼續(xù)使用正常運行 的系統(tǒng)來驅動所述三相旋轉機械，并且疊加與雙系統(tǒng)驅動期間相比具有不同幅值的相電流 第5階分量和相電流第7階分量。15. 根據(jù)權利要求1至4中任一項所述的三相旋轉機械控制器，其中 所述繞組集中的每一個和對應于該繞組集的電力變換器形成系統(tǒng)，并且 所述控制單元被配置成：當所述兩個系統(tǒng)中的一個系統(tǒng)出故障時，繼續(xù)使用正常運行 的系統(tǒng)來驅動所述三相旋轉機械，并且疊加與雙系統(tǒng)驅動期間相比具有相同幅值的相電流 第5階分量和相電流第7階分量。
【文檔編號】H02P21/05GK106067753SQ201610246857
【公開日】2016年11月2日
【申請日】2016年4月20日 公開號201610246857.0, CN 106067753 A, CN 106067753A, CN 201610246857, CN-A-106067753, CN106067753 A, CN106067753A, CN201610246857, CN201610246857.0
【發(fā)明人】鈴木崇志
【申請人】株式會社電裝